Аналогово-цифровые преобразователи

Тип работы:
Дипломная
Предмет:
Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

Содержание

  • Введение
  • 1. Аналого-цифровые преобразователи
  • 1.1 Базовые схемы АЦП
  • 1.1.1 Общие сведения
  • 1.1.2 Параллельные АЦП
  • 1.1.3 Последовательные АЦП
  • 1.1.3.1 АЦП последовательного счета
  • 1.1.3.2 АЦП последовательного приближения
  • 1.1.4 Последовательно-параллельные АЦП
  • 1.1.4.1 Многоступенчатые АЦП
  • 1.1.4.2 Многотактные последовательно-параллельные АЦП
  • 1.1.5 Интегрирующие АЦП
  • 1.1.5.1 АЦП многотактного интегрирования
  • 1.1.5.1.1 Автоматическая коррекция нуля. Преобразование биполярных входных сигналов
  • 1.1.5.2 Преобразователи напряжение-частота
  • 1.2 Структуры современных АЦП
  • 1.2.1 Тенденции развития современных АЦП
  • 1.2.2 Конвеерные АЦП
  • 1.2.3 Принципы построения быстрых АЦП
  • 1.2.3.1 С аналоговым декодированием
  • 1.3 Нейронные АЦП
  • 1.3.1 Принципы реализации аналого-цифровых преобразователей на основе нейронных технологий
  • 1.3.1.1 Принципы построения устройств с настраиваемой структурой
  • 1.4 Постановка задачи на проектирование
  • 2. Проектирование каскадного АЦП на основе нейротехнологий
  • 2.1 Нейронный подход к проектированию
  • 2.1.1 Искусственный нейрон
  • 2.1.1.1 Активационные функции
  • 2.1.2 Нейронные сети
  • 2.1.2.1 Однослойные искусственные нейронные сети
  • 2.1.2.2 Многослойные искусственные нейронные сети
  • 2.1.2.2.1 Нелинейная активационная функция
  • 2.1.2.4 Сети с обратными связями
  • 2.1.2.5 Применение нейронных сетей
  • 2.2 Структура проектируемого преобразователя
  • 2.2.1 Расширенная структурная схема АЦП.
  • 2.2.1.1 Работа устройства осуществляется следующим образом
  • 2.2.1.2 Пример
  • 2.2.2 Структурная схема АЦП
  • 2.2.2.1 Работа устройства
  • 2.2.2.2 Пример
  • 2.2.3 Структура нейронного преобразователя
  • 2.2.3.1 Работа схемы
  • 2.2.3.2 Пример
  • 2.2.4 Структура нейросети
  • 2.2.4.1 Структура сети
  • 2.2.4.2 Работа схемы
  • 2.2.4.3 Пример
  • 2.2.5 Структура нейрона
  • 2.2.5.1 Состав нейрона
  • 2.2.5.2 Работа устройства
  • 2.2.5.3 Пример
  • 2.2.6 Параллельное АЦП
  • 2.2.6.1 Состав
  • 2.2.6.2 Работа преобразователя
  • Глава 3
  • 3.1 Структура нейросети
  • 3.1.1 Однослойные прямонаправленные сети
  • 3.1.2 Многослойные прямонаправленные сети
  • 3.1.3 Рекуррентные сети
  • 3.1.4 Полностью связанные сети
  • Глава 4. Обоснование НИОКР
  • 4.1 Обоснование эффективности НИОКР
  • 4.1.2 Эффект НИОКР
  • 4.1.3 Рынок научно-технической продукции
  • 4.1.4 Маркетинговые исследования
  • 4.2 Определение сметной стоимости НИОКР
  • 4.2.1 Затраты НИОКР
  • 4.2.2 Определение сметной стоимости для научно-исследовательских и опытно конструкторских работ
  • Матрица выбора стратегии НИОКР
  • 5. Безопасность жизнедеятельности
  • 5.1 Анализ условий труда оператора ЭВМ-проектировщика
  • 5.2 Вредные факторы в работе
  • 5.3 Требования к организации и оборудованию рабочих мест с ВДТ и ПЭВМ
  • 5.4 Расчёт освещённости рабочего места
  • 5.5 Вывод
  • Список используемой литературы

Введение

Информационная техника имеет колоссальное и непрерывно возрастающее значение в жизни человечества. Она решает огромный круг задач, связанных главным образом со сбором, переработкой, передачей, хранением, поиском и выдачей информации человеку или машине. При этом особое место в этом ряду занимает измерительная техника, которая предназначена для получения опытным путем количественно определенной информации об объектах материального мира. С увеличением степени сложности создаваемых технических и технологических систем и комплексов их функционирование характеризуется огромной величиной различной и быстро меняющейся информации, которую необходимо измерять. Это определяет актуальность создания и совершенствования аналого-цифровых преобразователей (АЦП), предназначенных для измерения параметров сложных динамических объектов и быстротекущих процессов. Широкое распространение и использование в телекоммуникационных и вычислительных системах технических средств, для цифровой передачи данных, речи, аудио- и видеоинформации, цифрового телевидения и т. п. увеличивает интерес к современным системам измерения и преобразования информации, а также значимость указанной проблемы. В этих условиях проектирование современных АЦП — перспективная и актуальная задача.

Постоянное повышение требований к точности, быстродействию, информативности и другим характеристикам процессов сбора, измерения и обработки информации обусловливает необходимость создания и развития современных систем измерения и преобразования информации. Широкое применение средств цифровой вычислительной техники при построении аналого-цифровых преобразователей (АЦП) ориентировано именно на обеспечение высоких метрологических и эксплуатационных характеристик АЦП.

Несмотря на значительные успехи в области создания современных АЦП в микроэлектронном базисе (на основе БИС и СБИС), проектирование и нормирование их характеристик осуществляется в основном в соответствии с критериями построения автономных цифровых средств измерений. Оптимизация структуры и технических характеристик АЦП, обеспечивающая требуемое качество (метрологические параметры), возможна только при системном подходе к проектированию преобразователей. Общего подхода к построению АЦП как системного элемента в архитектуре информационно-измерительной системы (ИИС), обеспечивающего совместимость объектов измерения с процессами в АЦП, аппаратуры и процессов в АЦП с аппаратурой и процессами обработки в ИИС, на момент начала наших исследований не было.

В нашей работе решается актуальная научно-техническая задача — разработка основ структурной теории, методов, алгоритмов и программно-технических средств, для их реализации, сопряженная с развитием теории и проектированием адаптивных системных АЦП с потоковой динамической архитектурой. На основе функционально-эволюционного подхода рассматривается задача совершенствования системных АЦП, направленная на совместную реализацию потенциальных точности и быстродействия используемой элементной базы с целью повышения метрологических характеристик АЦП. Предлагаемый подход основан:

на адаптации аппаратуры АЦП к параллелизму измерительных процедур, изменению параметров входного измеряемого потока,

окружающей среды и объекта;

перестраивании оборудования преобразователя в различные

типы архитектур;

использовании в топологии АЦП структур магистрально-модульного типа.

аналоговый цифровой преобразователь нейросеть

В известной литературе вопросы теоретического и экспериментального исследования указанных структур АЦП не получили достаточной проработки.

Высокая производительность современных АЦП должна быть на несколько порядков выше достигнутой к настоящему времени. Традиционные источники увеличения — это использование сверхскоростных элементов, модульное расширение преобразователя, введение конвейерной обработки и т. п. Существенными недостатками традиционных методов являются усложнение аппаратуры, ограниченность области применения, возрастание стоимости устройства, ограниченность быстродействия элементной базы и др. Это обусловливает поиск новых направлений в развитии АЦП. К новым источникам повышения производительности АЦП относятся: адаптация аппаратуры к параллелизму измерительных процедур; перестраивание оборудования в различные типы архитектур.

В отличие от классических АЦП с фиксированной структурой, получивших широкое распространение в измерительных системах, в работе предлагается новый класс АЦП с перестраиваемой архитектурой, выполненной на основе нейронных технологий. Для этого класса АЦП характерны переменность логической структуры, конструктивная однородность и параллельное выполнение измерений. Благодаря однородности элементов и связей между ними существенно повышается технологичность и экономичность проектирования АЦП, а за счет переменности логической структуры и возможности программной настройки обеспечивается универсальность и гибкость решения различных измерительных задач. Наличие параллельного выполнения операций измерения обеспечивает возможность существенного увеличения скорости (производительности) измерительных устройств без увеличения физического быстродействия элементов преобразователя. Вместе с тем, распространение указанных выше подходов и решений на класс АЦП требует разработки новых алгоритмов и методов преобразования и измерения входных потоков данных.

В предлагаемой работе впервые решена задача построения перестраиваемой структуры АЦП, базирующейся на потоковой динамической архитектуре, реконфигурируемой в процессе решения задач обработки (измерения) и выполненной на нейроподобных элементах — нейронах (нейрочипах), специализированных на реализацию конкретных измерительных процедур.

Нейроны и нейронные сети являются теми элементарными структурно-функциональными модулями, из которых может быть построена произвольной степени сложности техническая система, и в том числе биологическая, как, например, нервная система (мозг) человека и высших животных. В настоящее время в области исследования и моделирования нейронов и нейронных сетей выделяется два направления. Первое направление — биофизическое (биолого-математическое). Второе направление — формально-логическое. В настоящей работе рассматриваются вопросы, связанные со вторым направлением исследований, определяющим концептуальную основу нейрокомпьютерных технических систем.

В нашей работе представлены результаты, полученные в рамках единой оригинальной парадигмы нейронных сетей, механизмы которой ориентированы на практическую реализацию измерительного устройства. Концептуальная основа этих результатов — разработанная автором формальная модель измерительного нейрона в рамках эквисторной структуры измерительной нейросети и формируемые на этой сети ассоциативно-проективные измерительные структуры. Естественно, что от эффективности исходной концепции нейронной сети зависит эффективность порождаемого ею АЦП.

1. Аналого-цифровые преобразователи

1.1 Базовые схемы АЦП

1.1.1 Общие сведения

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) являются устройствами, которые принимают входные аналоговые сигналы и генерируют соответствующие им цифровые сигналы, пригодные для обработки микропроцессорами и другими цифровыми устройствами.

Принципиально не исключена возможность непосредственного преобразования различных физических величин в цифровую форму, однако эту задачу удается решить лишь в редких случаях из-за сложности таких преобразователей. Поэтому в настоящее время наиболее рациональным признается способ преобразования различных по физической природе величин сначала в функционально связанные с ними электрические, а затем уже с помощью преобразователей напряжение-код — в цифровые. Именно эти преобразователи имеют обычно в виду, когда говорят об АЦП.

Процедура аналого-цифрового преобразования непрерывных сигналов, которую реализуют с помощью АЦП, представляет собой преобразование непрерывной функции времени U (t), описывающей исходный сигнал, в последовательность чисел {U' (tj) }, j=0,1,2, отнесенных к некоторым фиксированным моментам времени. Эту процедуру можно разделить на две самостоятельные операции. Первая из них называется дискретизацией и состоит в преобразовании непрерывной функции времени U (t) в непрерывную последовательность {U (tj) }. Вторая называется квантованием и состоит в преобразовании непрерывной последовательности в дискретную {U' (tj) }.

В основе дискретизации непрерывных сигналов лежит принципиальная возможность представления их в виде взвешенных сумм

, (1. 1)

где aj — некоторые коэффициенты или отсчеты, характеризующие исходный сигнал в дискретные моменты времени; fj (t) — набор базисных функций, используемых при восстановлении сигнала по его отсчетам.

fj (t) — базисная линейная функция.

Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная, в основе которой лежит теорема отсчетов [11]. Согласно этой теореме в качестве коэффициентов aj следует использовать мгновенные значения сигнала U (tj) в дискретные моменты времени tj=jДt, а период дискретизации выбирать из условия

Дt=1/з2Fm, (1. 2)

где Fm — максимальная частота спектра преобразуемого сигнала.

з - коэффициент дискретизации. При этом выражение (1. 1) переходит в известное выражение теоремы отсчетов

, (1. 3)

Для сигналов со строго ограниченным спектром это выражение является тождеством. Однако спектры реальных сигналов стремятся к нулю лишь асимптотически. Применение равномерной дискретизации к таким сигналам приводит к возникновению в системах обработки информации специфических высокочастотных искажений, обусловленных выборкой. Для уменьшения этих искажений необходимо либо увеличивать частоту дискретизации, либо использовать перед АЦП дополнительный фильтр нижних частот, ограничивающий спектр исходного сигнала перед его аналого-цифровым преобразованием.

В общем случае выбор частоты дискретизации будет зависеть также от используемого в (1. 1) вида функции fj (t) и допустимого уровня погрешностей, возникающих при восстановлении исходного сигнала по его отсчетам. Все это следует принимать во внимание при выборе частоты дискретизации, которая определяет требуемое быстродействие АЦП. Часто этот параметр задают разработчику АЦП.

Рассмотрим более подробно место АЦП при выполнении операции дискретизации.

Для достаточно узкополосных сигналов операцию дискретизации можно выполнять с помощью самих АЦП и совмещать таким образом с операцией квантования. Основной закономерностью такой дискретизации является то, что за счет конечного времени одного преобразования и неопределенности момента его окончания, зависящего в общем случае от параметров входного сигнала, не удается получить однозначного соответствия между значениями отсчетов и моментами времени, к которым их следует отнести. В результате при работе с изменяющимися во времени сигналами возникают специфические погрешности, динамические по своей природе, для оценки которых вводят понятие апертурной неопределенности, характеризующейся обычно апертурным временем [1].

Апертурным временем ta называют время, в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем, к которому она относится. Эффект апертурной неопределенности проявляется либо как погрешность мгновенного значения сигнала при заданных моментах измерения, либо как погрешность момента времени, в который производится измерение при заданном мгновенном значении сигнала. При равномерной дискретизации следствием апертурной неопределенности является возникновение амплитудных погрешностей, которые называются апертурными и численно равны приращению сигнала в течение апертурного времени.

Если использовать другую интерпретацию эффекта апертурной неопределенности, то ее наличие приводит к «дрожанию» истинных моментов времени, в которые берутся отсчеты сигнала, по отношению к равноотстоящим на оси времени моментам. В результате вместо равномерной дискретизации со строго постоянным периодом осуществляется дискретизация с флюктуирующим периодом повторения, что приводит к нарушению условий теоремы отсчетов и появлению уже рассмотренных апертурных погрешностей в системах цифровой обработки информации.

Такое значение апертурной погрешности можно определить, разложив выражение для исходного сигнала в ряд Тейлора [11] в окрестностях точек отсчета, которое для j-й точки имеет вид

и дает в первом приближении апертурную погрешность

, (1. 4)

ДUa (tj) — изменение величины в момент tj

где ta — апертурное время, которое для рассматриваемого случая является в первом приближении временем преобразования АЦП.

Обычно для оценки апертурных погрешностей используют синусоидальный испытательный сигнал U (t) =UmsinДt [11], для которого максимальное относительное значение апертурной погрешности

ДUa/Um=Дta.

ДUa - изменение амплитуды сигнала в момент ta

Um - максимальное значение амплитуды.

Рис. 1.1 Апертурная погрешность.

Если принять, что для N-разрядного АЦП с разрешением 1/ (2N-1) апертурная погрешность не должна превышать шага квантования (рис. 1. 1), то между частотой сигнала Д, апертурным временем ta и относительной апертурной погрешностью имеет место соотношение ½N=Дta [1].

Для обеспечения дискретизации синусоидального сигнала частотой 100 кГц с погрешностью 1% время преобразования АЦП должно быть равно 25 нс. В то же время с помощью такого быстродействующего АЦП принципиально можно дискретизировать сигналы, имеющие ширину спектра порядка 20 МГц. Таким образом, дискретизация с помощью самого АЦП приводит к существенному расхождению требований между быстродействием АЦП и периодом дискретизации. Это расхождение достигает 2.3 порядков и сильно усложняет и удорожает процесс дискретизации, так как даже для сравнительно узкополосных сигналов требует весьма быстродействующих АЦП. Для достаточно широкого класса быстро изменяющихся сигналов эту проблему решают с помощью устройств выборки-хранения, имеющих малое апертурное время.

В настоящее время известно большое число методов преобразования напряжение-код. Эти методы существенно отличаются друг от друга потенциальной точностью, скоростью преобразования и сложностью аппаратной реализации. На рис. 1.2 представлена классификация АЦП по методам преобразования.

Рис. 1.2 Классификация АЦП

В основу классификации АЦП положен признак, указывающий на то, как во времени разворачивается процесс преобразования аналоговой величины в цифровую. В основе преобразования выборочных значений сигнала в цифровые эквиваленты лежат операции квантования и кодирования. Они могут осуществляться с помощью либо последовательной, либо параллельной, либо последовательно-параллельной процедур приближения цифрового эквивалента к преобразуемой величине.

В результате анализа базовых методов и принципов функционирования

аналого-цифровых преобразователей, а также их классификации перейдем к рассмотрению основных типов преобразователей, их устройства и алгоритмов работы.

1.1.2 Параллельные АЦП

АЦП этого типа осуществляют квантование сигнала одновременно с помощью набора компараторов, включенных параллельно источнику входного сигнала. На рис. 1.3 показана реализация параллельного метода АЦ-преобразования для 3-разрядного числа.

Рис. 1.3 Схема параллельного АЦП.

С помощью трех двоичных разрядов можно представить восемь различных чисел, включая нуль. Необходимо, следовательно, семь компараторов. Семь соответствующих эквидистантных опорных напряжений образуются с помощью резистивного делителя.

Если приложенное входное напряжение не выходит за пределы диапазона от 5/2h, до 7/2h, где h=Uоп/7 — квант входного напряжения, соответствующий единице младшего разряда АЦП, то компараторы с 1-го по 3-й устанавливаются в состояние 1, а компараторы с 4-го по 7-й — в состояние 0. Преобразование этой группы кодов в трехзначное двоичное число выполняет логическое устройство, называемое приоритетным шифратором, диаграмма состояний которого приведена в табл.1. 1

Таблица 1. 1

Входное напряжение

Состояние компараторов

Выходы

Uвх/h

К7

К6

К5

К4

К3

К2

К1

Q2

Q1

Q0

0

1

2

3

4

5

6

7

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

1

1

0

0

0

0

0

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

0

1

1

1

1

1

0

0

1

1

1

1

1

1

0

1

1

1

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

0

1

Подключение приоритетного шифратора непосредственно к выходу АЦП может привести к ошибочному результату при считывании выходного кода. Рассмотрим, например переход от трех к четырем, или в двоичном коде от 011 к 100. Если старший разряд вследствие меньшего времени задержки изменит свое состояние раньше других разрядов, то временно на выходе возникнет число 111, т. е. семь. Величина ошибки в этом случае составит половину измеряемого диапазона.

Так как результаты АЦ-преобразования записываются, как правило, в запоминающее устройство, существует вероятность получить полностью неверную величину. Решить эту проблему можно, например, с помощью устройства выборки-хранения (УВХ). Некоторые интегральные микросхемы (ИМС) параллельных АЦП, например МАХ100 [5], снабжаются сверхскоростными УВХ, имеющими время выборки порядка 0,1 нс. Другой путь состоит в использовании кода Грея, характерной особенностью которого является изменение только одной кодовой позиции при переходе от одного кодового значения к другому. Наконец, в некоторых АЦП (например, МАХ1151) [5] для снижения вероятности сбоев при параллельном АЦ-преобразовании используется двухтактный цикл, когда сначала состояния выходов компараторов фиксируются, а затем, после установления состояния приоритетного шифратора, подачей активного фронта на синхровход выходного регистра в него записывают выходное слово АЦП.

Как видно из табл.1. 1, при увеличении входного сигнала компараторы устанавливаются в состояние 1 по очереди — снизу вверх. Такая очередность не гарантируется при быстром нарастании входного сигнала, так как из-за различия во временах задержки компараторы могут переключаться в другом порядке. Приоритетное кодирование позволяет избежать ошибки, возможной в этом случае, благодаря тому, что единицы в младших разрядах не принимаются во внимание приоритетным шифратором.

Благодаря одновременной работе компараторов параллельный АЦП является самым быстрым. Например, восьмиразрядный преобразователь типа МАХ104 [2] позволяет получить 109 отсчетов в секунду при времени задержки прохождения сигнала не более 1,2 нс. Недостатком этой схемы является высокая сложность. Действительно, N-разрядный параллельный АЦП сдержит 2N-1 компараторов и 2N согласованных резисторов. Следствием этого является высокая стоимость (сотни долларов США) и значительная потребляемая мощность. Тот же МАХ104, например, потребляет около 4 Вт.

Одно из основных достоинств параллельных АЦП это их скорость преобразования, но в виду большой структурной сложности при большом количестве разрядов их используют при невысокой точности, если же временные затраты не так важны как точность используют другие виды АЦП, рассмотрению которых посвящен следующий раздел.

1.1.3 Последовательные АЦП

1.1.3.1 АЦП последовательного счета

Этот преобразователь является типичным примером последовательных АЦП с единичными приближениями и состоит из компаратора, счетчика и ЦАП (рис. 1. 4). На один вход компаратора поступает входной сигнал, а на другой — сигнал обратной связи с ЦАП.

Рис. 1.4 Структурная схема АЦП последовательного счета.

Работа преобразователя начинается с прихода импульса запуска, который включает счетчик, суммирующий число импульсов, поступающих от генератора тактовых импульсов ГТИ. Выходной код счетчика подается на ЦАП, осуществляющий его преобразование в напряжение обратной связи Uос. Процесс преобразования продолжается до тех пор, пока напряжение обратной связи сравняется со входным напряжением и переключится компаратор, который своим выходным сигналом прекратит поступление тактовых импульсов на счетчик через ключ &. Uоп — значение опорного напряжение с которым идет сравнение. Переход выхода компаратора из 1 в 0 означает завершение процесса преобразования. Выходной код, пропорциональный входному напряжению в момент окончания преобразования, считывается с выхода счетчика.

Время преобразования АЦП этого типа является переменным и определяется входным напряжением. Его максимальное значение соответствует максимальному входному напряжению и при разрядности двоичного счетчика N и частоте тактовых импульсов fтакт равно

tпр. макс= (2N-1) / fтакт. (1. 5)

Например, при N=10 и fтакт=1 МГц tпр. макс=1024 мкс, что обеспечивает максимальную частоту выборок порядка 1 кГц.

Статическая погрешность преобразования определяется суммарной статической погрешностью используемых ЦАП и компаратора. Частоту счетных импульсов необходимо выбирать с учетом завершения переходных процессов в них.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время совпадает с временем преобразования. Как следствие, результат преобразования черезвычайно сильно зависит от пульсаций входного напряжения. При наличии высокочастотных пульсаций среднее значение выходного кода нелинейно зависит от среднего значения входного напряжения. Это означает, что АЦП данного типа без устройства выборки-хранения пригодны для работы с постоянными или медленно изменяющимися напряжениями, которые за время преобразования изменяются не более, чем на значение кванта преобразования.

Таким образом, особенностью АЦП последовательного счета является небольшая частота дискретизации, достигающая нескольких килогерц. Достоинством АЦП данного класса является сравнительная простота построения, определяемая последовательным характером выполнения процесса преобразования.

Достоинством АЦП данного типа является — простота реализации и надежность, а недостатком является длительное и при том не постоянное время преобразования. Поэтому необходимо искать альтернативные методы преобразования один из таких методов рассмотрим далее.

1.1.3.2 АЦП последовательного приближения

Преобразователь этого типа, называемый в литературе также АЦП с поразрядным уравновешиванием, является наиболее распространенным вариантом последовательных АЦП. В основе работы этого класса преобразователей лежит принцип дихотомии, т. е последовательного сравнения измеряемой величины с 1/2, 1/4, 1/8 и т. д. от возможного максимального значения ее. Это позволяет для N-разрядного АЦП последовательного приближения выполнить весь процесс преобразования за N последовательных шагов (итераций) вместо 2N-1 при использовании последовательного счета и получить существенный выигрыш в быстродействии. Так, уже при N=10 этот выигрыш достигает 100 раз и позволяет получить с помощью таких АЦП до 105. 106 преобразований в секунду. В то же время статическая погрешность этого типа преобразователей, определяемая в основном используемым в нем ЦАП, может быть очень малой, что позволяет реализовать разрешающую способность до 18 двоичных разрядов при частоте выборок до 200 кГц (например, DSP101 фирмы Burr-Brown) [9].

Рис. 1.5 Структурная схема и диаграммы работы АЦП последовательного приближения

Рассмотрим принципы построения и работы АЦП последовательного приближения на примере классической структуры (рис. 1. 5а) 4-разрядного преобразователя, состоящего из трех основных узлов: компаратора, регистра последовательного приближения (РПП) и ЦАП.

После подачи команды «Пуск» с приходом первого тактового импульса РПП принудительно задает на вход ЦАП код, равный половине его шкалы (для 4-разрядного ЦАП это 10002=810). Благодаря этому напряжение Uос на выходе ЦАП (рис. 1. 5б)

Uос=23h.

где h — квант выходного напряжения ЦАП, соответствующий единице младшего разряда (ЕМР). Эта величина составляет половину возможного диапазона преобразуемых сигналов. Если входное напряжение больше, чем эта величина, то на выходе компаратора устанавливается 1, если меньше, то 0. В этом последнем случае схема управления должна переключить старший разряд d3 обратно в состояние нуля. Непосредственно вслед за этим остаток Uвх = d3 23 h таким же образом сравнивается с ближайшим младшим разрядом и т. д. После четырех подобных выравнивающих шагов в регистре последовательного приближения оказывается двоичное число, из которого после цифро-аналогового преобразования получается напряжение, соответствующее Uвх с точностью до 1 ЕМР. Выходное число может быть считано с РПП в виде параллельного двоичного кода по N линиям. Кроме того, в процессе преобразования на выходе компаратора, как это видно из рис. 1.5 б, формируется выходное число в виде последовательного кода старшими разрядами вперед.

Быстродействие АЦП данного типа определяется суммой времени установления tуст ЦАП до установившегося значения с погрешностью, не превышающей 0,5 ЕМР, времени переключения компаратора tк и задержки распространения сигнала в регистре последовательного приближения tз. Сумма tк + tз является величиной постоянной, а tуст уменьшается с уменьшением веса разряда. Следовательно для определения младших разрядов может быть использована более высокая тактовая частота. При поразрядной вариации fтакт возможно уменьшение времени преобразования tпр на 40%. Для этого в состав АЦП может быть включен контроллер.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время равно времени между началом и фактическим окончанием преобразования, которое так же, как и у АЦП последовательного счета, по сути зависит от входного сигнала, т. е. является переменным. Возникающие при этом апертурные погрешности носят также нелинейный характер. Поэтому для эффективного использования АЦП последовательного приближения, между его входом и источником преобразуемого сигнала следует включать УВХ. Большинство выпускаемых в настоящее время ИМС АЦП последовательного приближения (например, 12-разрядный МАХ191, 16-разрядный AD7882 и др.), имеет встроенные устройства выборки-хранения или, чаще, устройства слежения-хранения (track-hold), управляемые сигналом запуска АЦП. Устройство слежения-хранения отличается тем, что постоянно находится в режиме выборки, переходя в режим хранения только на время преобразования сигнала.

Данный класс АЦП занимает промежуточное положение по быстродействию, стоимости и разрешающей способности между последовательно-параллельными и интегрирующими АЦП и находит широкое применение в системах управления, контроля и цифровой обработки сигналов.

Удобство данного вида АЦП это в его простоте реализации, но при достаточно большой точности, значительно увеличивается структурная сложность преобразователя и снижается время обработки сигнала. Таким образом, если учесть плюсы и минусы рассмотренных видов преобразователей можно сделать предположение, что наиболее лучшими свойствами и характеристиками будет обладать альтернативный преобразователь, сочетающий в себе свойства обоих типов, то есть параллельно-последовательный преобразователь.

1.1.4 Последовательно-параллельные АЦП

Последовательно-параллельные АЦП являются компромиссом между стремлением получить высокое быстродействие и желанием сделать это по возможности меньшей ценой. Последовательно-параллельные АЦП занимают промежуточное положение по разрешающей способности и быстродействию между параллельными АЦП и АЦП последовательного приближения. Последовательно-параллельные АЦП подразделяют на многоступенчатые, многотактные и конвеерные

1.1.4.1 Многоступенчатые АЦП

В многоступенчатом АЦП процесс преобразования входного сигнала разделен в пространстве (то есть решается за счет наличия дополнительной аппаратной части). В качестве примера на рис. 1.6 представлена схема двухступенчатого 8-разрядного АЦП.

Рис 1.6 Структурная схема двухступенчатого АЦП

Верхний по схеме АЦП осуществляет грубое преобразование сигнала в четыре старших разряда выходного кода. Цифровые сигналы с выхода АЦП поступают на выходной регистр и одновременно на вход 4-разрядного быстродействующего ЦАП. Во многих ИМС многоступенчатых АЦП (AD9042, AD9070 и др.) этот ЦАП выполнен по схеме суммирования токов на дифференциальных переключателях, но некоторые (AD775, AD9040A и др.) содержат ЦАП с суммированием напряжений. Остаток от вычитания выходного напряжения ЦАП из входного напряжения схемы поступает на вход АЦП2, опорное напряжение которого в 16 раз меньше, чем у АЦП1. Как следствие, квант АЦП2 в 16 раз меньше кванта АЦП1. Этот остаток, преобразованный АЦП2 в цифровую форму представляет собой четыре младших разряда выходного кода. Различие между АЦП1 и АЦП2 заключается прежде всего в требовании к точности: у АЦП1 точность должна быть такой же как у 8-разрядного преобразователя, в то время как АЦП2 может иметь точность 4-разрядного.

Грубо приближенная и точная величины должны, естественно, соответствовать одному и тому же входному напряжению Uвх (tj). Из-за наличия задержки сигнала в первой ступени возникает, однако, временнoе запаздывание. Поэтому при использовании этого способа входное напряжение необходимо поддерживать постоянным с помощью устройства выборки-хранения до тех пор, пока не будет получено все число.

Данный вид преобразователя является гибридным и достаточно хорошо сочетает все свойство параллельности, но в то же время и большую аппаратную часть, данный тип можно еще упростить, если не существует ограничения по времени, поэтому рассмотрим и другой тип преобразователей.

1.1.4.2 Многотактные последовательно-параллельные АЦП

Рассмотрим пример 8-разрядного последовательно-параллельного АЦП, относящегося к типу многотактных (рис. 1. 7). Здесь процесс преобразования разделен во времени.

Рис. 1.7 Структурная схема двухтактного АЦП

Преобразователь состоит из 4-разрядного параллельного АЦП, квант h которого определяется величиной опорного напряжения, 4-разрядного ЦАП и устройства управления. Если максимальный входной сигнал равен 2,56 В, то в первом такте преобразователь работает с шагом квантования h1=0,16 В. В это время входной код ЦАП равен нулю. Устройство управления пересылает полученное от АЦП в первом такте слово в четыре старших разряда выходного регистра, подает это слово на вход ЦАП и уменьшает в 16 раз опорное напряжение АЦП. Таким образом, во втором такте шаг квантования h2=0,01 В и остаток, образовавшийся при вычитании из входного напряжения схемы выходного напряжения ЦАП, будет преобразован в младший полубайт выходного слова.

Очевидно, что используемые в этой схеме 4-разрядные АЦП и ЦАП должны обладать 8-разрядной точностью, в противном случае возможен пропуск кодов, т. е. при монотонном нарастании входного напряжения выходной код АЦП не будет принимать некоторые значения из своей шкалы. Так же, как и в предыдущем преобразователе, входное напряжение многотактного АЦП во время преобразования должно быть неизменным, для чего между его входом и источником входного сигнала следует включить устройство выборки-хранения.

Быстродействие рассмотренного многотактного АЦП определяется полным временем преобразования 4-разрядного АЦП, временем срабатывания цифровых схем управления, временем установления ЦАП с погрешностью, не превышающей 0,2. 0,3 кванта 8-разрядного АЦП, причем время преобразования АЦП входит в общее время преобразования дважды. В результате при прочих равных условиях преобразователь такого типа оказывается медленнее двухступенчатого преобразователя, рассмотренного выше. Однако он проще и дешевле. По быстродействию многотактные АЦП занимают промежуточное положение между многоступенчатыми АЦП и АЦП последовательного приближения. Примерами многотактных АЦП являются трехтактный 12-разрядный AD7886 со временем преобразования 1 мкс, или трехтактный 16-разрядный AD1382 со временем преобразования 2 мкс.

Исходя из проделанной оценки данного преобразователя, при его достаточной эффективности по аппаратным и временным затратам у него есть существенный недостаток — это определенный вид сигнала и характер поведения сигнала, что не всегда можно обеспечить и определить. Поэтому рассмотрим более универсальный преобразователь.

1.1.5 Интегрирующие АЦП

Недостатком рассмотренных выше последовательных АЦП является низкая помехоустойчивость результатов преобразования. Действительно, выборка мгновенного значения входного напряжения, обычно включает слагаемое в виде мгновенного значения помехи. Впоследствии при цифровой обработке последовательности выборок эта составляющая может быть подавлена, однако на это требуется время и вычислительные ресурсы. В АЦП, рассмотренных ниже, входной сигнал интегрируется либо непрерывно, либо на определенном временнoм интервале, длительность которого обычно выбирается кратной периоду помехи. Это позволяет во многих случаях подавить помеху еще на этапе преобразования. Платой за это является пониженное быстродействие интегрирующих АЦП.

1.1.5.1 АЦП многотактного интегрирования

Упрощенная схема АЦП, работающего в два основных такта (АЦП двухтактного интегрирования), приведена на рис. 1.8 Преобразование проходит две стадии: стадию интегрирования и стадию счета. В начале первой стадии ключ S1 замкнут, а ключ S2 разомкнут. Интегратор И интегрирует входное напряжение Uвх. Время интегрирования входного напряжения t1 постоянно; в качестве таймера используется счетчик с коэффициентом пересчета Kсч, так что к моменту окончания интегрирования выходное напряжение интегратора составляет см. 1. 7

Рис. 1.8 Упрощенная схема АЦП двухтактного интегрирования

(1. 6)

(1. 7)

где Uвх. ср. - среднее за время t1 входное напряжение. После окончания стадии интегрирования ключ S1 размыкается, а ключ S2 замыкается и опорное напряжение Uоп поступает на вход интегратора. При этом выбирается опорное напряжение, противоположное по знаку входному напряжению. На стадии счета выходное напряжение интегратора линейно уменьшается по абсолютной величине, как показано на рис. 1.9.

Рис. 1.9 Временные диаграммы АЦП двухтактного интегрирования.

Стадия счета заканчивается, когда выходное напряжение интегратора переходит через нуль. При этом компаратор К переключается и счет останавливается. Интервал времени, в котором проходит стадия счета, определяется уравнением

(1. 8)

Подставив значение Uи (t1) из (7) в (8) с учетом того, что

(1. 9)

где n2 — содержимое счетчика после окончания стадии счета, получим результат

(1. 10)

Из этой формулы следует, что отличительной особенностью метода многотактного интегрирования является то, что ни тактовая частота, ни постоянная интегрирования RC не влияют на результат. Необходимо только потребовать, чтобы тактовая частота в течение времени t1+t2 оставалась постоянной. Это можно обеспечить при использовании простого тактового генератора, поскольку существенные временные или температурные дрейфы частоты происходят за время несопоставимо большее, чем время преобразования.

При выводе выражений (1. 6). (1. 10) мы видели, что в окончательный результат входят не мгновенные значения преобразуемого напряжения, а только значения, усредненные за время t1. Поэтому переменное напряжение ослабляется тем сильнее, чем выше его частота.

Определим коэффициент передачи помехи Кп для АЦП двухтактного интегрирования. Пусть на вход интегратора поступает гармонический сигнал единичной амплитуды частотой f с произвольной начальной фазой j. Среднее значение этого сигнала за время интегрирования t1 равно

(1. 11)

Эта величина достигает максимума по модулю при? = +/ - ?k, k=0, 1, 2,. В этом случае

(1. 12)

Рис. 1. 10 Частотная характеристика коэффициента подавления помех АЦП двутактного интегрирования

Из (1. 12) следует, что переменное напряжение, период которого в целое число раз меньше t1, подавляется совершенно (рис. 1. 10). Поэтому целесообразно выбрать тактовую частоту такой, чтобы произведение Kсч fтакт было бы равным, или кратным периоду напряжения промышленной сети.

1.1.5.1.1 Автоматическая коррекция нуля. Преобразование биполярных входных сигналов

Как следует из (1. 10), статическая точность АЦП многотактного интегрирования определяется только точностью источника опорного напряжения и смещением нуля интегратора и компаратора, которые суммируются с опорным напряжением. Смещение нуля можно устранить автоматической компенсацией. Для этого в цикл преобразования вводят дополнительную стадию установки нуля (см. рис. 1. 8), во время которой интегратор отключается от источников сигналов и совместно с компаратором охватывается глубокой отрицательной обратной связью, как это показано на рис 1. 11 Здесь в качестве компаратора используется ОУ. Между интегратором и входом АЦП включен неинвертирующий повторитель в качестве буферного усилителя Б.

В фазе автоматической компенсации нуля ключи S1, S3, S5 разомкнуты, а ключи S2, S4, S6, S7 — замкнуты. Поэтому интегратор, компаратор и буферный усилитель образуют повторитель напряжения, выходное напряжение которого Uк подается на конденсатор автоматической компенсации Сак Входное напряжение буферного усилителя равно нулю, а выходное — его смещению нуля U После окончания переходных процессов на конденсаторе Сак установится напряжение, равное U+U, где U — смещение нуля интегратора. Одновременно конденсатор Соп заряжается от источника опорного напряжения.

Рис. 1. 11 АЦП двухтактного интегрирования с автоматической компенсацией смещения нуля

На стадии интегрирования входного напряжения ключи S4 и S7 размыкаются, а S1 — замыкается. Так как на это время напряжение на конденсаторе Сак запоминается, смещение нуля в течение фазы интегрирования компенсируется. При этом дрейф нуля определяется только кратковременной нестабильностью, которая очень мала. То же самое сохраняется на стадии счета.

Поскольку в контуре компенсации смещения нуля последовательно включены два усилителя, то легко могут возникнуть автоколебания. Для стабилизации последовательно с ключем S7 следует включить резистор.

После окончания фазы интегрирования схема управления анализирует выходное напряжение компаратора. Если среднее значение входного напряжения положительно, то на выходе компаратора устанавливается напряжение высокого уровня. В этом случае одновременно с размыканием ключа S1 замыкаются ключи S4 и S5, подключая ко входу буферного усилителя конденсатор Соп с сохраненным на нем опорным напряжением, причем так, что это напряжение имеет полярность, противоположную полярности источника опорного напряжения. Если среднее значение входного напряжения отрицательно, то на выходе компаратора устанавливается напряжение низкого уровня. Тогда замыкаются ключи S3 и S6, подключая ко входу буферного усилителя опорный конденсатор другими полюсами. В обоих случаях в стадии счета происходит изменение напряжения интегратора Uи (t) в направлении, противоположном тому, которое имело место в стадии интегрирования. Одновременно схема управления формирует код знака. Таким образом, в простейшем случае выходной код АЦП представляет собой прямой код со знаком.

Интегральные АЦП многотактного интегрирования изготавливаются в виде полупроводниковых ИМС. Можно различить две главные группы:

схемы с параллельным или последовательным выходом для сопряжения с микропроцессорами (например, ICL7109, выходное слово которого включает 12 бит плюс знак в параллельном 14-ти или 8-ми разрядном коде, или 18-разрядный плюс знак МАХ132 с последовательным интерфейсом) [5];

схемы с двоично-десятичными счетчиками с дешифраторами для управления семисегментными индикаторами, в том числе мультиплексированными. Такие АЦП применяются в качестве основы для цифровых вольтметров. Примерами могут служить ICL7106 (отечественный аналог — 572ПВ5) с диапазоном +/-2000 отсчетов или ICL7135 (отечественный аналог — 572ПВ6) с диапазоном +/-40 000 отсчетов [5].

1.1.5.2 Преобразователи напряжение-частота

На базе преобразователей напряжение-частота (ПНЧ) могут быть построены интегрирующие АЦП, обеспечивающие относительно высокую точность преобразования при низкой стоимости. Существует несколько видов ПНЧ. Наибольшее применение нашли ПНЧ с заданной длительностью выходного импульса. Структурная схема такого ПНЧ приведена на рис. 1. 12 По этой схеме построена ИМС VFC-32 (отечественный аналог — 1108ПП1) [5].

Работает ПНЧ следующим образом. Под действием положительного входного сигнала Uвх напряжение Uи на выходе интегратора И уменьшается. При этом ключ S разомкнут. Когда напряжение Uи уменьшится до нуля, компаратор К переключается, запуская тем самым одновибратор. Одновибратор формирует импульс стабильной длительности Ти, который управляет ключем. Последовательность этих импульсов является выходным сигналом ПНЧ. Ключ замыкается и ток Iоп в течение Ти поступает на вход интегратора, вызывая увеличение выходного напряжения интегратора. Далее описанный процесс снова повторяется.

Рис. 1. 12 Структурная схема ПНЧ

Импульсы тока Iоп уравновешивают ток, вызываемый входным напряжением Uвх. В установившемся режиме

Отсюда следует

(1. 14)

где Uвх. ср — среднее значение входного напряжения за период Т. Выражение (1. 14) показывает, что точность преобразования определяется точностью установки опорного тока Iоп, точностью выдержки длительности импульса одновибратора Ти, а также точностью резистора R. Емкость конденсатора интегратора не оказывает влияния на частоту ПНЧ.

Рис 1. 13 Блок-схема АЦП на основе ПНЧ

Таким образом, по существу ПНЧ преобразует входное напряжение в унитарный код. Для его преобразования в двоичный позиционный можно использовать счетчик. Схема интегрирующего АЦП на базе ПНЧ приведена на рис. 1. 13. Двоичный счетчик подсчитывает число импульсов, поступивших от ПНЧ за период Тотсч=1/fотсч, задаваемый отсчетными импульсами, которыми содержимое счетчика заносится в выходной регистр-защелку. Вслед за этим происходит обнуление счетчика. Число импульсов n, подсчитанных счетчиком за время Тотсч,

Здесь Uвх. ср — среднее значение входного напряжения за весь период Тотсч.

В данном разделе были рассмотрены классические структуры преобразователей, тенденция их развития, достоинства и недостатки. В настоящий момент все они каким-либо образом используются в современных АЦП, которые мы рассмотрим в следующем разделе.

1.2 Структуры современных АЦП

1.2.1 Тенденции развития современных АЦП

В настоящее время широкое применение получили аналого-цифровые преобразователи, реализуемые в базисе БИС, в том числе АЦП двоичного поразрядного уравновешивания, которые составляют приблизительно 80% всего объема выпуска, интегрирующие — 15%, параллельного сравнения, со сравнением и вычитанием — 5% [14]. Однако, как показал анализ указанных выше типов АЦП, они не обеспечивают необходимой совокупности качеств системной и проблемной ориентации: не гарантируют оптимального соотношения по точности и быстродействию; наиболее технологичные и широко применяемые АЦП двоичного поразрядного уравновешивания не реализуют потенциального быстродействия используемой элементной базы. Сложившаяся ситуация, во многом вызвана механическим переносом основных традиционных принципов построения «приборных» АЦП на многоканальные АЦП системного применения. а также копированием и массовым воспроизводством одних и тех же интегральных АЦП фирмами и предприятиями различных стран. Поэтому разработка методов построения новых и усовершенствованных системных проблемно-ориентированных АЦП является актуальной задачей. Основные направления создания современных АЦП состоят в следующем:

Первое направление развития структур АЦП заключается в ускоренном развитии устройств параллельных измерений. Параллелизм в измерениях является собирательным понятием и подразумевает все формы одновременной обработки. Параллельные архитектуры станут в ближайшем будущем преобладающими. По мнению ряда специалистов, появление и внедрение параллельных архитектур вызвало кардинальные изменения в технике обработки информации. Параллельные архитектуры обеспечивают достижение большой производительности при низких ценах и образуют модульные расширяемые системы. Среди различных типов параллельных архитектур перспективным является переход к параллельной архитектуре на основе потока данных (потоковая архитектура), эффективно использующей присущий измерениям параллелизм. Главным достоинством потоковой динамической архитектуры (ПДА) является то, что все измерительные ресурсы при наличии входных сигналов находятся в рабочем состоянии и осуществляют преобразования, благодаря чему максимальное количество измерений выполняется параллельно.

Второе направление заключается в построении адаптивных ЛЦП. Существующие ЛЦП имеют статическую архитектуру, которая исключает любое изменение соединений между элементами или (функциональными блоками (такие АЦП получили название АЦП с фиксированными связями). В архитектурах с фиксированными связями топология определяется во время разработки. Такие системы обеспечивают быстрое преобразование, обладают минимальным объемом аппаратурно-программного обеспечения, но имеют жесткие ограничения на параметры измеряемых сигналов и пропускную способность. Возрастание интенсивности поступающей информации, ее избыточность [9] привели к появлению адаптивных АЦП [16], подстраиваемых под характеристики входного потока, оптимизирующих пропускную способность или метрологические характеристики. При этом более 90% получаемой и обрабатываемой информации является избыточной с точки зрения ее ценности для потребителя. Сокращение избыточности измерительной информации дает возможность существенно повысить производительность измерительных устройств, сократить стоимость АЦП и улучшить метрологические характеристики.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой