Генератор сигналів пилкоподібної форми з детальною розробкою заданого генератора

Тип работы:
Курсовая
Предмет:
Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

Курсова робота

з дисципліни

«Методи і засоби вимірювання»

на тему:

«Генератор сигналів пилкоподібної форми з детальною розробкою заданого генератора»

Вступ

Генератор пилкоподібної напруги — це генератор лінійно-змінювальної напруги, електронний пристрій, що формує періодичні коливання напруги пилкоподібної форми. Основне призначення: управління тимчасовою розгорткою променя в пристроях, що використовують електронно-променеві трубки. Застосовують також у пристроях порівняння напруг, тимчасової затримки та розширення імпульсів. Для отримання пилкоподібної напруги використовують процес заряду (розряду) конденсатора в ланцюзі з великою сталою часу. Пилкоподібна напруга — це така напруга, яка наростає або спадає лінійно протягом деякого відрізка часу, званого часом робочого ходу та досягає початкового значення.

Така напруга використовується пристроями порівняння, для горизонтальної розгортки електронного променя в електронно-променевих трубках та в інших пристроях. Повернення променя в початкове положення повинно відбуватися, можливо, швидше, внаслідок чого спадаюча ділянка пилкоподібної напруги повинна мати велику крутизну і малу тривалість.

Пилкоподібні імпульси можна отримати за допомогою будь-якого релаксатора: мультивібратора, одновібратора або блокінг-генератора. Тому генератори пилкоподібної напруги становлять особливий клас імпульсних пристроїв і заслуговують спеціального розгляду. Генератори пилкоподібної напруги є широко відомими пристроями імпульсної техніки.

1. Загальна характеристика і принципи побудови генераторів

Імпульси напруги пилкоподібної форми можуть бути як позитивної, так і негативної полярності. На рис (1. 1) показана реальна форма пилкоподібного імпульсу позитивної полярності.

Рисунок 1.1? Пилкоподібний імпульс

Найважливішими параметрами пилкоподібних імпульсів є: тривалість прямого (робочого) ходу, тривалість зворотного ходу, період повторення Т, амплітуда імпульсу U. Оскільки суворо лінійний закон зміни напруги U (t) отримати неможливо, ступінь відхилення цієї напруги від лінійного закону характеризує закон нелінійності:

(1. 1)

де | u `(t) | t=0 і | u` (t) | t = - відповідно швидкість зміни напруги на початку і в кінці робочого ходу.

У режимі очікування є ще тривалість паузи, протягом якої U (t) = const. У практичних схемах генераторів пилкоподібної напруги tпр знаходяться в межах від десятих часток мікросекунди до десятків секунд, — від 1 до 20% від tпр, U — від одиниць до тисяч вольт. Значення так само залежить від призначення схеми і допускається до 10%. Параметром, що характеризує схему генератора імпульсів, є коефіцієнт використання напруги джерела живлення, під яким розуміють відношення:

о=Um/E (1. 2)

Найпростіший принцип отримання пилкоподібної напруги заснований на процесі заряду або розряду конденсатора C через резистор R (рис. 1.1. б). Якщо ключ S розімкнений, то конденсатор заряджається від джерела постійної напруги E. При цьому напруга на конденсаторі Uc (на виході схеми), прагне до асимптотичного рівня E (рис. 1.1. а) змінюється за експоненціальним законом:

Uc=E (1-e -t/RC) (1. 3)

Замикання ключа S призводить до швидкого розряду конденсатора. Швидкість розряду конденсатора залежить від опору ключа в замкнутому стані. Потім процес повторюється. Прямий хід пилкоподібної напруги в цій схемі формується при розімкнутому ключі, а зворотний? при замкнутому. Таким чином, для реалізації цього принципу генератор повинен містити зарядний або розрядний пристрій, інтегруючий конденсатор або ключ.

Взявши похідні duc/dt виразу (1. 3) при t = 0 і t = tпр і підставивши їх у формулу (1. 1), для коефіцієнта нелінійності отримуємо:

е = 1-e -tпр/RC (1. 4)

Так як при t = tпр, Uc = Um, то, згідно рівності (1. 3):

Um = E (1-e -tпр/RC) (1. 5)

або, з урахуванням виразу (1. 2):

е=Um/E=о. (1. 6)

Отже, високий ступінь лінійності пилкоподібної напруги (мале е) можна отримати за умови E > >Um. Це призводить до поганого використання напруги джерела живлення. Наприклад, при Um = 10 В і е = 1%, E = 1000 В.

Відомо, що напруга на конденсаторі Uc пов’язана з протіканням через нього струмом співвідношенням:

Uc =1/c (1. 7)

Якщо ic = I = const, то Uc = It/C = kt змінюється в часі за лінійним законом. Отже, для отримання пилкоподібних напруг, що змінюються з відхиленнями від лінійного закону, які у багато разів менше, ніж аналогічні відхилення у схемі (рис. 1.1. б), необхідно, щоб зарядний струм конденсатора був постійний. Для цих цілей застосовують струмостабілізуючі елементи (ССЕ), струм яких не залежить від прикладеної напруги. Схема отримання пилкоподібної напруги з зарядним ССЕ показана на рис. 1.1.в.

Реально не існує елементів або двополюсників, які забезпечували б ідеальну залежність Uc=kt. Однак, якщо використовувати як ССЕ колекторно-емітерний ланцюг транзистора, колекторний струм якого на робочому місці характеристики майже не залежить від колекторної напруги, то напруга на конденсаторі з певним ступенем наближення можна вважати лінійнозмінюваним. Одним із способів стабілізації струму заряду або розряду конденсатора є застосування в схемі генератора зворотних зв’язків.

1. 1 Структурна схема генератора пилкоподібної напруги

На основі проведеного аналізу принципів побудови генераторів обрана структурна схема генератора в режимі очікування, керований окремим вхідною напругою (імпульсами). Такого роду вибір обумовлений, можливістю такого генератора досить просто регулювати тривалість робочого ходу і частоти проходження вихідних імпульсів шляхом зміни параметрів керуючого сигналу не зачіпаючи схему самого формувача лінійних імпульсів напруги. Згідно з принципами побудови генераторів пилкоподібної напруги структурна схема повинна складатися з наступних елементів:

1) Струмостабілізуючий елемент (ССЕ), що забезпечує постійний в часі струм заряду конденсатора C.

2) Конденсатор С, на якому формується лінійно змінююча напруга.

3) Ключовий пристрій (КП), за допомогою якого здійснюється перемикання формування прямого і зворотного ходу вихідної напруги.

4) Формувач імпульсів (ФІ), що забезпечує імпульсні сигнали управління ключовим пристроєм (задає тривалість робочого ходу і частоту проходження вихідних імпульсів пилкоподібної напруги).

5) Емітерний повторювач (ЕП), що погоджує великий опір навантаження операційного підсилювача (ОП) з малим опором навантаження генератора.

/

/

Рисунок 1.1.1? Структурна схема генератора пилкоподібної напруги

1.2 Функціональна схема генератора пилкоподібної напруги

Принцип дії схем генераторів пилкоподібної напруги полягає у використанні заряду або розряду конденсатора під час робочого ходу через стабілізатор струму. При цьому вони відрізняються один від одного, головним чином, лише способом створення напруги в ланцюзі стабілізатора струму. Тому класифікаційною ознакою розрізняють такі типи генераторів:

1) Генератори, в яких стабілізатор струму реалізований у вигляді окремого структурного елемента зі спеціальним джерелом напруги Ест.

2) Генератори, в яких джерело напруги Ест стабілізатора струму реалізоване у вигляді зарядженого конденсатора. Необхідно відзначити, що цей генератор по іншим класифікаційним ознакам часто відносять до групи компенсаційних пристроїв. Ідея побудови таких пристроїв заснована на тому, що стабілізація зарядного (або розрядного) струму конденсатора С може бути досягнута, якщо послідовно з ним включити джерело, напруга якого змінюється за тим же законом, що і на конденсаторі С, але має зворотну полярність. Роль такого джерела напруги виконує підсилювач. Залежно від способу включення підсилювача розрізняють схеми з позитивним і негативним зворотнім зв’язком.

Рисунок 1.2.1? Функціональна схема генератора: а) з позитивним зворотнім зв’язком; б) з негативним зворотнім зв’язком

На рис. 1.2.1. а, показаний варіант функціональної схеми компенсаційного генератора з позитивним зворотним зв’язком (ПЗЗ): якщо коефіцієнт посилення підсилювача К0= +1, то підвищення потенціалу в точці при заряді конденсатора С компенсується точно таким же підвищенням потенціалу в точці зарядний струм залишиться незмінним. Звичайно, в практичних схемах внаслідок того, що коефіцієнт підсилення К0 не залишається в процесі роботи постійним і точно рівним 1, а також в результаті нестабільності інших параметрів схем спостерігається певна не сталість струму, і більше чи менше значення коефіцієнта нелінійності напруги на конденсаторі і вихідної напруги. Генератор, який реалізує функціональну схему на рис. 1.2.1. а, називають компенсаційним генератором з ПЗЗ.

3) Генератори, в яких роль джерела напруги стабілізатора струму виконує джерело живлення схеми. Такий генератор по іншим класифікаційним ознакам відноситься до компенсаційних генераторів з НЗЗ (негативним зворотним зв’язком); функціональна схема такого генератора показана на рис. 1.2. 1, б.

Якщо в цій схемі коефіцієнт підсилення К0 нескінченно великий, то можна вважати, що напруга на виході кінцево при напрузі на вході підсилювача, що дорівнює нулю: U=0 (тобто = Uc), і зарядний струм i=E0/R постійний. Звичайно, в реальних схемах К0??, але при достатньо великому значенні К0 зміна зарядного струму i в міру заряду конденсатора С мало і коефіцієнт нелінійності так само малий. Зауважимо, що відповідно за функціональною схемою рис. 1.2.1. б, будуються інтегруючі операційні підсилювачі, призначені для реалізації математичної операції інтегрування.

Дійсно, при досить більшому коефіцієнті підсилення К0?0,

||?| Uc |?1/c,

де i=E0/R, або в загальному випадку: i?(t)/®, якщо замість джерела E0 діє джерело змінюваної напруги Uвх(t) і, отже,

(t)?1/RC.

1.3 Принципова схема генератора пилкоподібної напруги

У найпростішому випадку, коли не потрібна висока лінійність робочої ділянки вихідної напруги, застосовують заряд (рис. 1.3. 1, а) або розряд конденсатора через резистор R (ф=RC.) Після розмикання ключа конденсатор заряджається за законом:

U=E (1-e -t/ф) (1.3. 1)

Якщо під час робочого ходу використовувати лише експоненти, тобто при tроб< <ф, або, іншими словами, при Um< <E, можна вважати U (t) при 0? t?tроб лінійно-змінювальною напругою. Враховуючи, що iпоч=E/R, а iкін=(E-Um)/R, знаходимо згідно формулі (1. 1) коефіцієнт нелінійності:

е =Um/E (1.3. 2)

Можна визначити е і за формулою:

е =Um/E=1-e-tраб/ф? tраб/ф (1.3. 3)

З (1.3.2.) випливає, що коефіцієнт нелінійності е виявляється рівним Um/E. Зазвичай це співвідношення називається коефіцієнтом використання джерела живлення. При цьому для отримання достатньо малого значення е доводиться вибирати значення E в багато разів більшим амплітуди Um, тобто погано використовувати напругу джерела живлення. Таким чином, найпростіша схема з зарядом або розрядом конденсатора через резистор виявляється придатною лише при порівняно невисокій лінійності (приблизно 10%). Принципова схема найпростішого генератора пилкоподібної напруги з транзисторним ключем і відповідні часові діаграми напруги наведені на (рис. 1.3. 1, б, в).

У початковому стані, при t< t`, транзистор насичений і струм бази I1б?Eн/Rб> Iб. н=Iк. н/в=Eк/вRк. Передбачається, що Rг> >Rвх, (Rвх — вхідний опір відкритого транзистора, вихідна напруга U=Uк. н? 0). Формування робочого ходу відбувається в інтервалі часу tраб, коли транзистор замкнений завдяки впливу негативного вхідного імпульсу (в дійсності, початок робочого ходу виявляється затриманим щодо моменту t` на значення t301, обумовлене процесом розсмоктування заряду з бази насиченого транзистора, але зазвичай t301< <tраб і на тимчасовій діаграмі цей інтервал не показаний). У кінці робочого ходу (момент t``) напруга на виході (і на колекторі транзистора) приблизно дорівнює Um, причому Um< Uк. доп. Однак при випадковому збільшенні тривалості керуючого імпульсу або обриві в ланцюзі конденсатора C можливий пробій транзистора (зазвичай Eк> >Um); для запобігання пробою включається фіксуючий діод Дф; при напрузі U? Еф(Um< Eф<Uк. доп) відмикається діод і фіксується колекторна напруга на рівні Eф (при U < Eф діод закритий). Коефіцієнт нелінійності згідно (1.3. 2) е=Um/Eэкв, де з-за наявності опору Rн, враховуючи опір навантаження і вихідний опір закритого транзистора, ЕэквкRн/(Rк+Rн) (впливом струму Iк. 0 нехтуємо, тому що Ек> >RIк. 0).

е= (1.3. 4)

Рисунок 1.3. 1? Принципова схема генератора пилкоподібної напруги та часові діаграми напруги

З (1.3. 4) видно, що опір навантаження робить істотний вплив на коефіцієнт нелінійності і в цьому полягає ще один недолік розглянутого генератора пилкоподібної напруги. Тільки Rн> >Rк маємо е? Um/Eк.

Зворотній хід формується після припинення дії вхідного імпульсу, при t > t`` транзистор відмикається і, хоча струм бази I1б великий, він працює в активному режимі, тому що напруга на колекторі завдяки наявності конденсатора не змінюється стрибком. Конденсатор розряджається практично постійним струмом iСразр=в I1б-iR ?в I1б, так як iR?Iк. н< в I1б; тривалість зворотного ходу:

tобр?? (1.3. 5)

Враховуючи, що тривалість робочого ходу:

tобр??? (1.3. 6)

отримуємо:

tобр/tраб=Iк. н/в I1б=1/S (1.3. 7)

де S — коефіцієнт насичення транзистора.

Для скорочення tобр при заданому tраб можна було б збільшити коефіцієнт насичення S (зменшити Rб), але це призводить до збільшення тривалості затримки вимкнення транзистора.

2. Генератори пилкоподібної напруги на операційних підсилювачах

Інтегруюче включення операційного підсилювача, що забезпечує отримання вихідної напруги, пропорційного інтегралу від вхідної напруги, передбачає включення конденсатора в ланцюг негативного зворотнього зв’язку. Тому генератори пилкоподібної напруги на операційних підсилювачах будують за принципом генераторів зі зворотним зв’язком, інтегруючих постійне напруги джерела живлення, яке для них є вхідним.

На рис. 2.1. а, показана схема генератора пилкоподібної напруги з інтегруючим RC-ланцюгом, включеної в ланцюг негативного зворотного зв’язку операційного підсилювача.

Рисунок 2.1? Генератор пилкоподібної напруги з інтегруючим RC-ланцюгом

У момент часу t1, ключ К розмикається і здійснюється прямий хід, а в момент часу t2 ключ замикається, ємність C розряджається і на виході встановлюється нульова напруга. З наведених нижче виразів випливає, що ємність C заряджається майже постійним струмом, а значить, напруга на ній (як і напруга) змінюється за лінійним законом (рис. 2.1. б).

Струм, який протікає через резистор R визначається виразом:

iR=(E-Uвх)/R (2. 1)

Якщо операційний підсилювач близький до ідеального, (К> ?, Uвх> 0, i_> 0), то iR=E/R=const, і Uвих = - Uc+Uвх = - Uc = -1/C. З виразу iR = ic+i з урахуванням, що i_= 0, отримуємо iR = ic. Отже:

Uвих = -1/C= -1/C= - (2. 2)

При надходженні вхідного імпульсу на ключовий пристрій (транзистор), відкривається і конденсатор C починає розряджатися по експоненті через колекторний ланцюг транзистора. Згідно з методикою визначення тривалості експонентного процесу:

Tпроцесу = фln (0,99/0,01)? 4,6ф (2. 3)

У даному випадку:

фразр=С (Rкл + Rвих) (2. 4)

де Rкл — опір ключового пристрою (в режимі насичення);

Rвих — вихідний опір операційного пристрою;

C — ємність конденсатора.

Час формування робочого ходу дорівнює паузі між керівними імпульсами (коли ключовий пристрій у режимі відсічення).

На рис. 2.2 зображені графіки, які пояснюють роботу генератора пилкоподібної напруги (Uкн? напруга насичення колекторного переходу, tп? тривалість паузи між імпульсами вхідного сигналу).

Рисунок 2.2? Робота генератора пилкоподібної напруги

Ключовий пристрій (КП) являє собою насичений транзисторний ключ рис. 2.3.

Рисунок 2.3 ?? Ключовий пристрій

Схема складається з комутованого та керуючого ланцюгів. Комутований ланцюг утворений резистором Rк і джерелом напруги живлення Eи.п. При будь-якому стаціонарному режимі роботи пристрою колекторна напруга Uкэ і струм колектора Iк пов’язані рівнянням Кірхгофа:

Iк=(Eи.п. -Uкэ)/Rк+Iвих. (2. 5)

Рівняння (2. 5) представлене на колекторних характеристиках транзистора (за умови Iвих = 0) у вигляді навантажувальної прямої. Комутоване коло замкнуте, коли транзистор знаходиться в режимі насичення. При цьому струм згідно (2. 5):

Iк=Iк нас =(Eи. п. -Uкэ нас)/Rк (2. 6)

Для кремнієвих планарних транзисторів зазвичай Uкэ нас=0.2 — 0. 4 В, тому, як правило, можна вважати, що Uкэ нас < <Eи. п, або, як в наслідок, користуватися наближеним співвідношенням:

Iк нас=Eи.п. /Rк (2. 7)

Комутований ланцюг розімкнутий, коли транзистор знаходиться в режимі відсічки. При цьому струм колектора:

Iк=Iк0 (2. 8)

А напруга на колекторі при Iвих = 0 дорівнює:

Uкэ=Eи.п.  — Iк0Rк (2. 9)

Зазвичай Iк0 і Rк такі, що їх добуток Iк0Rк набагато менший Eи. п, тому для режиму приблизно можна вважати:

Uкэ? Eи.п. (2. 10)

Керуючий ланцюг транзисторного ключа утворений резистором Rб і джерелом напруги, що управляє Uвх. При цьому емітерний вихід транзистора є загальним для керуючої та комутованої ланцюгів. У стаціонарному режимі роботи напруга Uвх і струм бази Iб задовольняють рівнянню Кірхгофа:

Uбэ=Uвх — IбRк (2. 11)

З розглянутого вище випливає, що для забезпечення ключового режиму транзистора необхідно виконання наступних нерівностей:

U1вх?UБ нас + IБ нас RБ (2. 12)

U0вх?UБ0 + IБ0RБ (2. 13)

При чому беремо UБ нас=0,7 В, Uб0=0,4 В для кремнієвих планарних транзисторів та Iб нас = Iк насmin.

З (2.1. 2) по заданому значенню U1вх легко визначити необхідний опір Rб:

Rб?(U1вх — Uб нас)/Iб нас (2. 14)

В якості джерела керуючих імпульсів використаний симетричний мультивібратор на операційном підсилювачі, схема якого наведена на рис. 2.4.

Коефіцієнт зворотного зв’язку мультивібратора визначається за формулою:

ж = R1/R1+R3 (2. 15)

Максимальна частота проходження імпульсів дорівнює:

f = 1/T, T=tпр+tобр (2. 16)

Необхідна швидкість наростання сигналу на виході операційного підсилювача буде обчислюватися за формулою:

VUвих =2Uвихmax/tф (2. 17)

тривалість фронту tф задамо як 0,1 від тривалості імпульсу tи.

Рисунок 2.4? Симетричний мультивібратор на операційному підсилювачі

Припустимий коефіцієнт зворотного зв’язку:

ж =Uдиф/2Uвихmax (2. 18)

Ємність С визначається:

С= (2. 19)

2. 1 Розрахунок струмостабілізуючого елемента на операційному підсилювачі

генератор пилкоподібний напруга підсилювач

Рисунок 2.1.1? Струмостабілізуючий елемент

Струмостабілізуючий елемент складається з операційного підсилювача (DA2) включеного за схемою інтегратора, що складається з конденсатора С, який утворює негативний зворотній зв’язок, резистора R6, який є колекторним навантаженням VT1 і одночасно входить до RC-ланцюга інтегратора, а також резистора навантаження операційного підсилювача R7 (рис. 2.1. 1).

Формування зворотного ходу пилкоподібної напруги залежить тільки від номіналів С2 і ланцюга розряду Rвих=R7||Rвих ОП, якщо прийняти, що Rкэ транзистора VT1 дорівнює нулю. Таким чином визначаємо ф ланцюга розряду конденсатора С.

ф =Rвих·С2 (2.1. 1)

Заряджатися конденсатор С буде з ф =R6·С2 напруга на виході операційного підсилювача визначається за формулою (2. 2): Uвих = -1/C= -1/C= -. Час заряду t повинен приблизно дорівнювати часу формування прямого ходу tпр(t?tпр.). Слідуючи з цього знаходимо значення опору R6 і конденсатора С2:

R6·C2=Et/ Uвих = 15·0,1/12=0,125 (2.1. 2)

Розрахуємо необхідне значення C з урахуванням часу розряду tобр:

C2 = tобр/4,6·Rвих (2.1. 3)

Візьмемо Rвих= 54 Ом для операційного підсилювача К140УД6А.

За формулою (2.1. 3) знаходимо необхідну ємність С2:

C2 = 800·10-6/4,6·54=3,22·10-6Ф=3,22 мкФ (2.1. 4)

Вибираємо найближчий номінал 3,3 мкФ із серії К73−16.

Визначимо опір резистора R6:

R6=0,125/3,3·10-6=37 878 Ом (2.1. 5)

Вибираємо найближчий номінал резистора 39 кОм. Визначимо необхідну швидкість наростання сигналу на виході операційного підсилювача за формулою:

VUвих =2Uвихmax/tф=2·12/100=24/100=0,24В/мс=0,24В/мкс (2.1. 6)

Визначимо вихідний струм Iвих. ОП операційного підсилювача:

Iвих. ОУ=I++I-+Iн (2.1. 7)

Оскільки iR = ic, I+=0, то:

Iвих. ОУ= iR+Iн=Uвих/Rн+E/R6 (2.1. 8)

При значенні R6=39 кОм і Rн ОП=R7 =3 кОм отримуємо:

Iвих. ОП=12/3000+15/39 000=0,004+0,0003=4,3 мА (2.1. 9)

Вибираємо з довідника операційного підсилювача К140УД6А, який має такі параметри наведені в таблиці 2.1.

Таблиця 2.1? Параметри операційного підсилювача К140УД6А

Напруга джерела живлення Uи. п, В

±15

Споживчий струм Iпот, мА

?2,8

Коефіцієнт підсилення Ку. U

?70 000

Споживчий струм I пот. , мА

2,5

Опір навантаження Rн, кОм

?2

Вихідний струм Iвих, мА

5

Вихідна напруга Uвих, В

±12

Швидкість наростання вихідного сигналу VUвих, В/мкс

2,5

Диференціальна напруга на вході Uдиф, В

±11

2.2 Розрахунок симетричного мультивібратора на операційному підсилювачі

Виходячи з формули (2. 16) знаходимо частоту проходження імпульсів пилкоподібної напруги:

f = 1/T (2.2. 1)

Період коливань мультивібратора дорівнює 2tпр, (T=2tпр) тому мультивібратор симетричний, підставивши значення отримаємо:

f=5 Гц (2.2. 2)

Резистор з позитивним зворотнім зв’язком R3 зазвичай вибирають порядку 100 кОм, резистор з негативним зворотнім зв’язком R2=R1=50 кОм, тоді коефіцієнт операційного підсилювача ж буде визначатися за формулою:

ж =R1/R1+R3 (2.2. 3)

Звідси отримуємо, що ж =0,33< < ждопдоп — допустимий коефіцієнт зворотного зв’язку в симетричному мультивібраторі). Тому:

ждоп? Uдиф/2Uвихmax=11/24=0,45 (2.2. 4)

Розрахуємо швидкість наростання сигналу на виході операційного підсилювача. Прийнявши tф=0,1·tи, тоді:

VUвих =2Uвихmax/tф = 24/10=2,4В/мс=0,0024 В/мкс (2.2. 5)

З формули (2. 19) знайдемо ємність конденсатора С1 часозадаючого ланцюга:

С1== 5,77мкФ (2.2. 6)

Знаходимо найближчий номінал С1=5,6мкФ серії К73−16. Опір навантаження R4 візьмемо 10 кОм, при напрузі Uвих=12 В вихідний струм не перевищує допустимого струму для даного операційного підсилювача.

2.3 Розрахунок ключового пристрою на операційному підсилювачі

Ключовий пристрій реалізований на біполярному транзисторі n-p-n структурі керований імпульсами позитивної полярності. З вихідного ланцюга симетричного мультивібратора виходять імпульси як позитивної так і негативної полярності. Транзистор ключового пристрою буде насичений (відкритий) при позитивних напівперіодах Uвх, а при негативних знаходиться в режимі відсічки (закритий), при цьому фронт

пилкоподібної напруги буде формуватися в момент часу дії негативного імпульсу на вході ключового пристрою. Оскільки колекторне навантаження R6=39кОм, необхідно розрахувати опір R5 в базовому ланцюзі транзистора VT1. Знайдемо його значення з формули (2. 14):

R5?(U1вх — Uб нас)/Iб нас (2.3. 1)

Iб нас = Iк насmin (2.3. 2)

Iк нас?Eи.п. /Rк (2.3. 3)

Беремо UБ нас=0,7 В? для кремнієвих планарних транзисторів.

Iк нас=15/39 000=0,38 мА (2.3. 4)

Вибираємо з довідника n-p-n транзистор серії КТ315А з параметрами, наведеними в таблиці 2. 3

Таблиця 2.3? Параметри транзистора КТ315А

Максимальний струм колектора Iкmax, мА

100

Максимальна розсіювана потужність Ркmaх, мВт

150

Структура

n-p-n

Напруга колектор-емітер Uкэ, В

25

Коефіцієнт підсилення потоку в

20… 90

Підставивши дані отримаємо:

Iб нас=0,38/20=0,019 мА (2.3. 5)

R5?(12−0,8)/0,019 =589 Ом (2.3. 6)

Вибираємо номінал резистора R5=560 Ом.

PR5 = IR52·R5 (2.3. 7)

IR5= UБ нас/R5 (2.3. 8)

IR5=0,7/560=0,125А (2.3. 9)

PR5 = (0,125)2·560 ?0,88мВт (2.3. 10)

Вибираємо резистор R5 типу МЛТ — 0,125−560 Ом ± 10%.

Висновок

В даному курсовому проекті був розглянутий генератор пилкоподібної напруги. Детально були розглянуті схеми цього генератора: структурна, функціональна та принципова. Розроблений генератор пилкоподібної напруги може бути використаний в контрольно-вимірювальній апаратурі, в цифрово-аналогових перетворювачах і т. п. При розробці задаючого генератора пилкоподібної напруги були розраховані струмостабілізуючий елемент на операційному підсилювачі, симетричний мультивібратор та ключовий пристрій.

Перелік посилань

1. Бондарев, В. А. Генераторы пилообразного напряжения [Текст] / В. А. Бондарев. — М.: Энергоатомиздат, 1988. 125 с.

2. Кублановский, Я. С. Тиристорные устройства [Текст] / Я. С. Кублановский. — М.: Издательство радио и связь, 1987.? 112 с.

3. Милехин, А. Г. Радиотехнические схемы на полевых транзисторах [Текст] / А. Г. Милехин. — М.: Энергия, 1976.? 146 с.

4. Бочаров, Л. Н. Расчет электронных устройств на транзисторах [Текст] / Л. Н. Бочаров. — М.: Энергия, 1978.? 208 с.

5. Касаткин, А. С. Электротехника [Текст]: учеб. / А. С. Касаткин, Немцов М. В. — М.: Энергоатомиздат, 1983. — 440 с.

6. Расчет электронных схем. Примеры и задачи [Текст]: учеб. пособие / Г. И. Изъюрова, Г. В. Королев, В. А. Терехов, М. А. Ожогин и др. — М.: Высшая школа, 1987. — 335 с.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой