Проектирование цифровой системы передачи информации

Тип работы:
Курсовая
Предмет:
Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

Проектирование цифровой системы передачи информации

Содержание

Введение

1. Расчет основных параметров проектируемой цифровой системы передачи

2. Расчет спектра АИМ-сигнала

3. Дискретизация сообщений по времени

4. Квантование отсчетов по уровню и их кодирование

5. Расчет погрешностей квантования

6. Формирование линейного сигнала

7. Расчет спектра линейного сигнала

8. Разработка структурной схемы многоканальной системы передачи с ИКМ

Заключение

Список использованных источников

Введение

Развитие науки и ускорение технического прогресса немыслимо без совершенствования вычислительной техники, средств связи и систем сбора, передачи и обработки информации. Решение этого вопроса невозможно без создания цифровых систем передачи (ЦСП).

Наиболее широкое распространение получили в настоящее время многоканальные системы с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ), обеспечивающие организацию по одной линии связи большого числа одновременно и независимо действующих каналов. Наиболее широко используются цифровые системы передачи ИКМ-24, ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920 с временным разделением каналов. Они позволяют организовывать соответственно 24, 30, 120, 480 и 1920 телефонных каналов связи.

Цифровые системы передачи обладают рядом преимуществ по сравнению с аналоговыми системами, передающими сообщение в виде непрерывных функций времени.

Системы передачи с частотным разделением каналов (ЧРК) характеризуются применением аналоговых методов модуляции, при которых модулируемый параметр может принимать любые значения в некоторых допустимых пределах. Помехоустойчивость систем с аналоговыми методами модуляции сравнительно невелика. Помехоустойчивые методы модуляции (ЧМ и ФМ) улучшают соотношение сигнал-помеха на выходе канала. Однако поскольку при аналоговых методах модуляции все значения модулируемых параметров являются разрешенными, при приеме невозможно отличить паразитную модуляцию от полезной, а, следовательно, невозможно отделить полезный сигнал от помехи.

Основные преимущества цифровых систем передачи с ИКМ заключаются в следующем:

1. Высокая помехоустойчивость за счет передачи сообщений двоичными сигналами, так как в цифровых системах передачи (ЦСП) информационные параметры переносчиков в процессе модуляции принимают конечное количество разрешенных значений, причем переход от одного разрешенного значения к другому осуществляется через конечные промежутки времени.

2. Цифровые методы передачи позволяют значительно повысить помехоустойчивость и уменьшить накопление помех вдоль тракта передачи путем восстановления (регенерации) сигнала. Возможность регенерации основана на том, что в ЦСП все разрешенные значения сигнала в точности известны при приеме. Если величина помехи не превышает половины промежутка между двумя соседними разрешенными уровнями, то при приеме сигнала, искаженного помехой, и выборе вместо него ближайшего разрешенного уровня сигнала ошибка не возникает. Это дает возможность многократной ретрансляции сообщений без потери достоверности.

3. Удобство настройки и эксплуатации цифровых систем, меньшая чувствительность к искажениям, что обеспечивает более высокие технико-экономические показатели цифровых систем передачи по сравнению с аналоговыми (системы с разделением каналов по частоте). Это объясняется однотипностью и технологичностью узлов оконечных и промежуточных станций, где широко применяются элементы вычислительной техники. Высокая стабильность параметров каналов цифровых систем передачи устраняет необходимость регулировки узлов аппаратуры в процессе настройки и эксплуатации.

4. Возможность использования сравнительно простых методов запоминания и хранения сообщений путем записи их в различного рода цифровые регистры и запоминающие устройства.

5. Принцип временного разделения каналов, применяемый в системах с ИКМ, используется в электронных автоматических телефонных станциях, что позволяет унифицировать технику передачи и коммутации. Это дает возможность создания интегральной сети связи, в которой передача информации, коммутация и выделение ее будут основываться на единых принципах.

Недостатком цифровых систем связи является расширение полосы частот, требуемой для передачи сообщений с помощью ИКМ. Но это не является определяющим по сравнению с теми преимуществами, которыми обладают цифровые системы передачи информации.

Задачей данной курсовой работы является разработка цифровой многоканальной системы передачи информации с временным разделением сигнала с целью закрепить теоретический материал, получить необходимые навыки по инженерному проектированию и расчету параметров цифровой системы передачи информации.

1. Расчет основных параметров проектируемой цифровой системы передачи информации

Спектр непрерывного сообщения, передаваемый системой с ИКМ, ограничен верхней частотой Fв=5500 Гц. Требуемое количество каналов связи цифровой системы передачи информации N=29.

Выполним расчет основных параметров проектируемой цифровой системы передачи информации:

1 Количество всех каналов, организуемых ИКМ-системой

N0 = N + Nс, (1)

где Nс — количество каналов синхронизации и управления.

N0 =29 + 2 = 31.

2 Длительность цикла (период дискретизации)

T0 = 1 / f0 Ј 1 / 2Fв, (2)

где f0 — частота дискретизации.

Если выбрать частоту дискретизации из условия f0 = 2fв, то для восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов необходимо использовать идеальный фильтр нижних частот с частотой среза fср = fв. В реальных системах частоту дискретизации выбирают из условия f0 > 2fв. Обычно f0 = (2,3… 2,4)fв, при этом образуется защитный промежуток? fз, позволяющий использовать простые ФНЧ на приеме для восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов.

Рассчитаем значение частоты дискретизации

f0 = 2,35Fв, (3)

f0=2,35Ч5500= 12 925 Гц,

T0 = 1 / 12 925= 7,7369 Ч 10-5 с.

3 Длительность канального интервала

Tк = T0 / N0, (4)

Tк = 7,7369 Ч 10-5 / 31 = 2,4958 Ч 10-6 с.

4 Длительность тактового интервала между кодовыми импульсами в канальном интервале

TT = Tк / n, (5)

где n — количество разрядов в кодовой комбинации квантованного отсчета, n = 8.

TT =2,4958 Ч 10-6 / 8 = 3,1197Ч 10-7 с.

5 Длительность кодового импульса

t = 0,5 Ч TT, (6)

t = 0.5 Ч 3,1197Ч 10-7 = 1,5599Ч 10-7.

6 Тактовая частота линейного сигнала

fт = N0 Ч n Ч f0, (7)

fт = 31 Ч 8 Ч 12 925= 3. 2054Ч 106 Гц.

цифровая система передачи расчет

7 Длительность упраляющих канальных импульсов

tи = TК / 3. 5, (8)

tи =2,4958 Ч 10-6 / 3.5 = 7,1308Ч 10-7 с.

8 Требуемая полоса пропускания линейного тракта для ИКМ-системы передачи

Df = 1 / t, (9)

Df = 1 / (1,5599Ч 10-7)= 6,4108Ч 106 Гц.

2. Расчет спектра АИМ-сигнала

Преобразование аналогового сигнала в дискретный называется дискретизацией. В результате дискретизации получается амплитудно-импульсный сигнал (АИМ). Различают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода.

При АИМ-2 амплитуда импульса определяется мгновенным значением сообщения, взятым в момент ti = iT0, и сохраняется постоянной во время импульса.

Рисунок 1 — Формирование АИМ-2

Модулированный сигнал АИМ-2 можно записать следующим образом:

где — амплитуда немодулированных прямоугольных импульсов;

— последовательность немодулированных импульсов с периодом следования;

— момент появления i-го импульса, где — время начала действия первого импульса;

— непрерывное сообщение;

Произведем расчет спектра АИМ-2 сигнала для аналогового сообщения с частотами и.

, (10)

где |A (j)| -модуль спектральной плотности немодулированных импульсов;

— круговая частота основной (первой) гармоники;

— начальная фаза -й гармоники.

Поскольку модуль спектральной плотности входит в общей форме в выражение (10), оно пригодно для расчета частотных спектров при любой форме немодулированных импульсов.

Из выражения (10) следует, что при амплитудно-импульсной модуляции в спектре сигнала около каждой гармонической составляющей исходной периодической последовательности (частоте дискретизации) появляются боковые колебания с частотами и. Помимо этих гармоник спектр содержит колебания с частотой, а также постоянную составляющую.

Таким образом, задача восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов заключается в фильтрации модулирующего сигнала с частотой, находящегося в низкочастотной части сигнала АИМ, с помощью ФНЧ, при этом подавляются составляющие в высокочастотной части спектра.

В тех случаях, когда модулирующий сигнал характеризуется спектром с полосой частот от Н до В, спектральная диаграмма АИМ сигнала будет иметь более сложный вид. Теперь вместо отдельных пар боковых колебаний в окрестностях частот, будут наблюдаться боковые полосы, а в низкочастотной части спектра модулированного колебания — спектр модулирующего сообщения. С помощью ФНЧ из такого спектра АИМ сигнала может быть выделена полоса частот модулирующего сигнала.

Для примера рассчитаем первую строку в таблице, заполнение оставшейся таблицы будет аналогично. Учитывая характер энергетического спектра русского речевого сигнала принимаем значение спектра на частотах, равным нулю.

Рассчитаем значение постоянной составляющей спектра сигнала АИМ-2

(11)

Определим нулевую, верхнюю и нижнюю частоты:

рад/c (12)

рад/c (13)

рад/c (14)

Рассчитаем спектр модулирующего сигнала для значения щ=щн

(15)

Гармоники частоты дискретизации:

(16)

Расчет для первой гармоники:

Боковые полосы для значений:

(17)

Расчет для:

Аналогично выполняем расчеты для 2, 3, 10 и 20 гармоник.

Учитывая характер энергетического спектра русского речевого сигнала, примем значение спектра на частотах щ=nщ0±щв равным нулю.

Результаты всех расчетов спектра АИМ-сигнала сведены в таблицу:

Таблица 1 — Результаты расчёта спектра модулированного АИМ-сигнала

n

An, В

Anбок, В

n0-B

n0-н

n0+н

n0+B

0

-

-

-

0,17 005

-

1

0,7 557

0

0,17 002

0,17 002

0

2

0,7 553

0

0,16 995

0,16 995

0

3

0,7 548

0

0,16 984

0,16 983

0

10

0,7 452

0

0,16 770

0,16 766

0

20

0,7 142

0

0,16 073

0,16 067

0

Исходя из расчетных данных, построим спектральную диаграмму АИМ сигнала при гармоническом модулирующем сигнале. Спектральная диаграмма изображена на рисунке 1.

Проанализировав данные таблицы 1 и спектральную диаграмму АИМ-сигнала, изображенную на рисунке 2, можно сделать вывод, что с ростом частоты амплитудные значения гармоник (за исключением гармоники с нулевой частотой — постоянной составляющей) и боковых полос уменьшаются.

Рисунок 2 — Спектральная диаграмма АИМ — сигнала

3. Дискретизация сообщений по времени

При временном разделении каналов (ВРК) в многоканальных системах связи каждому каналу отводится свое время передачи, что иллюстрирует рисунок 3. После дискретизации, амплитудного квантования и кодирования сигналы каждого канала в виде кодовых комбинаций (групп) передаются поочередно во времени, причем очередность подключения каналов в линию строго соблюдается, чтобы распределить на приеме отсчеты по своим каналам. Для этого необходимо в начале каждого цикла передачи (Т0) ввести дополнительный импульс или группу импульсов, отличающихся по какому-либо признаку от канальных, например, постоянством своей структуры (сочетание импульсов и пробелов), в то время как структура кодовых групп изменяется в соответствии с входным передаваемым сообщением. Этот дополнительно вводимый сигнал определяет начало цикла передачи и называется сигналом цикловой синхронизации. Циклом передачи называется временной интервал Т0, разделяющий соседние группы одного канала. Как видно из рисунка 3, сначала передается сигнал синхронизации © длительностью ТС, затем кодовая группа I канала длительностью ТК, затем кодовая группа II канала длительностью ТК, … и, наконец, кодовая группа N-го канала длительностью ТК. На этом заканчивается цикл передачи одного отсчета по всем N каналам. Затем все повторяется.

Таким образом, в течение периода дискретизации Т0 необходимо передавать сигнал синхронизации и N кодовых групп, число которых равно числу каналов. Следовательно длительность цикла передачи Т0 в системе связи с ВРК

T0 = Tc + NTK. (18)

Интервал времени ТК, отведенный каналу, называется канальным интервалом. Его длительность равна длительности кодовой комбинации квантованного отсчета.

Если количество разрядов в кодовой комбинации равно n, то канальный интервал

TK = nTT, (19)

где TT — длительность тактового интервала между соседними импульсами a (период следования кодовых импульсов);

n — количество разрядов в кодовой комбинации.

Рисунок 3 — Временное группообразование

Отсюда видно, что чем больше число организуемых каналов, тем выше тактовая частота fТ, передаваемого по линейному тракту сигнала.

Длительность импульсов кодовых комбинаций принимается ф = 0,5TT.

Значения времени t в функциях входных сигналов для соответствующих циклов передачи

t = TK(i + 1) + T0(Ц — 1), (20)

где i — номер канального интервала;

Ц — номер цикла, Ц = 1, 2, 3, 4.

Произведём расчёт величин отсчетов входных сигналов заданных каналов для нулевого канального интервала первого цикла. Значение времени t вычислим по формуле (20)

ti, Ц = TK(i + 1) + T0(Ц — 1),

t0,1 = 2. 4958•10-6 (0 + 1) + 7. 7359•10-5(1 — 1) = 2,4958•10-6 с.

Значения величин отсчетов входных сигналов заданных каналов для нулевого канального интервала первого цикла

U12(t) = 1,1cos (2р800t),

U12(t0,1) = 1,1cos (2р800•2,4958•10-6) = 1. 99 913 B,

U13(t) = 2,8sin (2р1600t),

U13(t0,1) = 2,8cos (2р1600•2,4958•10-6) = 0. 70 246 B,

U14(t) = 2,4cos (2р2400t),

U14(t0,1) = 2,4cos (2р2400•2,4958•10-6) = 2. 3983 B,

U15(t) = -0,3cos (2р3200t),

U15(t0,1) = -0,3cos (2р3200•2,4958•10-6) = -0. 299 622 B,

U16(t) = -2,2sin (2р4000t),

U16(t0,1) = -2,2cos (2р4000•2,4958•10-6) = -0. 137 907 B,

U17(t) = -2,8cos (2р4800t),

U17(t0,1) = -2,8cos (2р4800•2,4958•10-6) = -2. 792 072 B.

Значения времени t и значения всех отсчетов входных сигналов заданных каналов для 1-го, 2-го, 3-го и 4-го циклов передачи приведены в таблицах 2, 3, 4 и 5 соответственно.

По результатам расчётов для всех исследуемых каналов 4-х циклов передачи построим временные диаграммы изменения входных сигналов во времени по канальным интервалам (рисунки 3−27). На временных диаграммах отображены отсчеты, соответствующие канальным интервалам исследуемых каналов. Отсчеты имеют форму, соответствующую АИМ-2, и длительность, равную tи = 7,130 824Ч 10-7 с.

Таблица 2 — Результаты расчета величин отсчетов входных сигналов для 1-го цикла

i

t, мкc

U12(t), B

U13(t), B

U14(t), B

U15(t), B

U16(t), B

U17(t), B

0

1. 99 913

0. 70 246

2. 3983

1

1. 99 654

0. 140 447

2. 393 204

2

1. 99 221

0. 21 056

2. 384 719

3

1. 98 615

0. 280 541

2. 372 856

4

1. 97 837

0. 350 345

2. 357 632

5

1. 96 885

0. 419 928

2. 339 069

6

1. 95 761

0. 489 247

2. 317 194

7

1. 94 465

0. 558 259

2. 292 037

8

1. 92 996

0. 626 918

2. 263 633

9

1. 91 355

0. 695 183

2. 232 024

10

1. 89 543

0. 763 011

2. 197 254

11

1. 87 559

0. 830 358

2. 159 372

12

1. 85 404

0. 897 182

2. 118 431

13

1. 83 078

0. 963 442

2. 7 449

14

1. 80 581

1. 29 095

2. 27 611

15

1. 77 915

1. 0941

1. 977 861

16

1. 75 079

1. 158 417

1. 925 309

17

1. 72 073

1. 222 005

1. 87 003

18

1. 68 899

1. 284 823

1. 812 104

19

1. 65 557

1. 346 832

1. 75 161

20

1. 62 047

1. 407 994

1. 688 636

21

1. 5 837

1. 468 269

1. 62 327

22

1. 54 526

1. 52 762

1. 555 606

23

1. 50 517

1. 586 009

1. 485 738

24

1. 46 342

1. 6434

1. 413 766

25

1. 42 002

1. 699 756

1. 339 791

26

1. 37 499

1. 755 043

1. 263 919

27

1. 32 832

1. 809 225

1. 186 258

28

1. 28 002

1. 862 267

1. 106 916

29

1. 23 011

1. 914 138

1. 26 006

30

1. 17 859

1. 964 803

0. 943 643

Рисунок 2 — Временная диаграмма входного сигнала U12(t) для 1-го цикла

Рисунок 3 — Временная диаграмма входного сигнала U19(t) для 1-го цикла

Рисунок 4 — Временная диаграмма входного сигнала U20(t) для 1-го цикла

Рисунок 5 — Временная диаграмма входного сигнала U21(t) для 1-го цикла

Рисунок 6 — Временная диаграмма входного сигнала U22(t) для 1-го цикла

Рисунок 7 — Временная диаграмма входного сигнала U23(t) для 1-го цикла

Таблица 3 — Результаты расчета величин отсчетов входных сигналов для 2-го цикла

i

t, мкc

U18(t), B

U19(t), B

U20(t), B

U21(t), B

U22(t), B

U23(t), B

0

95,579 448

0,798 115

1,6 559 685

0,193 696

0,68 757

-0,26 954

2,609 957

1

98,566 306

0,79 178

1,8 747 287

0,126 527

0,79 905

-0,24 662

2,661 578

2

101,553 164

0,785 267

1,10 836 846

0,59 101

0,90 765

-0,22 231

2,691 617

3

104,540 022

0,778 577

1,12 826 478

-0,845

0,101 297

-0,19 674

2,699 829

4

107,526 880

0,771 711

1,14 714 391

-0,7 597

0,111 465

-0,17 007

2,686 147

5

110,513 738

0,764 672

1,16 498 881

-0,14 335

0,121 231

-0,14 244

2,650 683

6

113,500 596

0,75 746

1,1 817 834

-0,21 043

0,130 559

-0,114

2,593 724

7

116,487 454

0,750 077

1,19 751 254

-0,27 709

0,139 417

-0,8 493

2,515 732

8

119,474 312

0,742 526

1,21 216 204

-0,34 318

0,147 772

-0,5 537

2,417 339

9

122,461 170

0,734 807

1,22 571 871

-0,40 858

0,155 594

-0,2 551

2,299 344

10

125,448 028

0,726 922

1,23 817 031

-0,47 315

0,162 856

0,4 504

2,162 703

11

128,434 886

0,718 874

1,24 950 562

-0,53 676

0,16 953

0,34 488

2,8 524

12

131,421 744

0,710 663

1,25 971 442

-0,59 929

0,175 593

0,64 279

1,838 058

13

134,408 602

0,702 292

1,26 878 751

-0,66 059

0,181 023

0,93 707

1,652 686

14

137,395 460

0,693 763

1,27 671 671

-0,72 056

0,1858

0,122 607

1,453 913

15

140,382 318

0,685 078

1,28 349 487

-0,77 906

0,189 907

0,150 817

1,243 349

16

143,369 176

0,676 238

1,28 911 588

-0,83 599

0,19 333

0,178 177

1,22 703

17

146,356 034

0,667 246

1,29 357 466

-0,89 122

0,196 056

0,204 533

0,793 764

18

149,342 892

0,658 103

1,29 686 721

-0,94 464

0,198 074

0,229 738

0,558 387

19

152,329 750

0,648 812

1,29 899 055

-0,99 614

0,199 379

0,253 649

0,318 483

20

155,316 608

0,639 375

1,29 994 277

-1,4 563

0,199 965

0,27 613

0,75 996

21

158,303 466

0,629 794

1,299 723

-1,9 299

0,19 983

0,297 057

-0,16 711

22

161,290 324

0,62 007

1,29 833 146

-1,13 814

0,198 974

0,31 631

-0,40 886

23

164,277 182

0,610 207

1,29 576 938

-1,18 098

0,197 401

0,333 782

-0,64 729

24

167,264 040

0,600 207

1,29 203 909

-1,22 142

0,195 116

0,349 374

-0,88 047

25

170,250 898

0,590 071

1,28 714 394

-1,25 938

0,192 128

0,362 998

-1,10 652

26

173,237 756

0,579 802

1,28 108 836

-1,29 479

0,188 447

0,374 577

-1,32 359

27

176,224 614

0,569 402

1,27 387 778

-1,32 758

0,184 086

0,384 046

-1,52 992

28

179,211 472

0,558 874

1,26 551 873

-1,35 767

0,179 062

0,391 352

-1,72 385

29

182,198 330

0,54 822

1,25 601 873

-1,38 501

0,173 392

0,396 454

-1,90 381

30

185,185 188

0,537 443

1,24 538 636

-1,40 954

0,167 098

0,399 323

-2,6 832

Рисунок 8 — Временная диаграмма входного сигнала U18(t) для 2-го цикла

Рисунок 9 — Временная диаграмма входного сигнала U19(t) для 2-го цикла

Рисунок 10 — Временная диаграмма входного сигнала U20(t) для 2-го цикла

Рисунок 11 — Временная диаграмма входного сигнала U21(t) для 2-го цикла

Рисунок 12 — Временная диаграмма входного сигнала U22(t) для 2-го цикла

Рисунок 13 — Временная диаграмма входного сигнала U23(t) для 2-го цикла

Таблица 4 — Результаты расчета величин отсчетов входных сигналов для 3-го цикла

i

t, мкc

U18(t), B

U19(t), B

U20(t), B

U21(t), B

U22(t), B

U23(t), B

0

188,172 038

0,526 544

1,233 631

-1,431 209

0,160 200

0,399 943

-2,216 061

1

191,158 896

0,515 527

1,220 764

-1,449 976

0,152 725

0,398 310

-2,345 832

2

194,145 754

0,504 393

1,206 796

-1,465 802

0,144 700

0,394 433

-2,456 580

3

197,132 612

0,493 146

1,191 740

-1,478 655

0,136 152

0,388 335

-2,547 407

4

200,119 470

0,481 788

1,175 610

-1,488 508

0,127 114

0,380 050

-2,617 577

5

203,106 328

0,470 321

1,158 419

-1,495 343

0,117 618

0,369 624

-2,666 520

6

206,93 186

0,458 748

1,140 185

-1,499 144

0,107 697

0,357 116

-2,693 840

7

209,80 044

0,447 071

1,120 922

-1,499 905

0,97 388

0,342 596

-2,699 315

8

212,66 902

0,435 294

1,100 649

-1,497 623

0,86 728

0,326 147

-2,682 901

9

215,53 760

0,423 419

1,79 383

-1,492 304

0,75 756

0,307 861

-2,644 731

10

218,40 618

0,411 448

1,57 145

-1,483 958

0,64 510

0,287 840

-2,585 114

11

221,27 476

0,399 385

1,33 953

-1,472 602

0,53 032

0,266 199

-2,504 534

12

224,14 334

0,387 231

1,9 829

-1,458 259

0,41 362

0,243 058

-2,403 644

13

227,1 192

0,374 991

0,984 795

-1,440 958

0,29 543

0,218 548

-2,283 262

14

229,988 050

0,362 665

0,958 873

-1,420 734

0,17 618

0,192 807

-2,144 366

15

232,974 908

0,350 258

0,932 086

-1,397 629

0,5 629

0,165 980

-1,988 080

16

235,961 766

0,337 772

0,904 459

-1,371 689

-0,6 380

0,138 218

-1,815 672

17

238,948 624

0,325 210

0,876 016

-1,342 966

-0,18 366

0,109 678

-1,628 540

18

241,935 482

0,312 575

0,846 784

-1,311 520

-0,30 286

0,80 519

-1,428 203

19

244,922 340

0,299 869

0,816 789

-1,277 413

-0,42 096

0,50 908

-1,216 284

20

247,909 198

0,287 095

0,786 057

-1,240 716

-0,53 755

0,21 009

-0,994 502

21

250,896 056

0,274 257

0,754 616

-1,201 502

-0,65 220

-0,9 007

-0,764 655

22

253,882 914

0,261 357

0,722 495

-1,159 850

-0,76 450

-0,38 973

-0,528 607

23

256,869 772

0,248 398

0,689 722

-1,115 847

-0,87 404

-0,68 720

-0,288 273

24

259,856 630

0,235 383

0,656 328

-1,69 580

-0,98 043

-0,98 079

-0,45 602

25

262,843 488

0,222 315

0,622 342

-1,21 143

-0,108 329

-0,126 886

0,197 440

26

265,830 346

0,209 197

0,587 795

-0,970 635

-0,118 224

-0,154 979

0,438 880

27

268,817 204

0,196 032

0,552 718

-0,918 159

-0,127 693

-0,182 198

0,676 762

28

271,804 062

0,182 823

0,517 143

-0,863 820

-0,136 701

-0,208 391

0,909 155

29

274,790 920

0,169 572

0,481 101

-0,807 729

-0,145 217

-0,233 410

1,134 176

30

277,777 778

0,156 283

0,444 626

-0,750 000

-0,153 209

-0,257 115

1,350 000

Рисунок 14 — Временная диаграмма входного сигнала U18(t) для 3-го цикла

Рисунок 15 — Временная диаграмма входного сигнала U19(t) для 3-го цикла

Рисунок 16 — Временная диаграмма входного сигнала U20(t) для 3-го цикла

Рисунок 17 — Временная диаграмма входного сигнала U21(t) для 3-го цикла

Рисунок 18 — Временная диаграмма входного сигнала U22(t) для 3-го цикла

Рисунок 19 — Временная диаграмма входного сигнала U23(t) для 3-го цикла

Таблица 5 — Результаты расчета величин отсчетов входных сигналов для 4-го цикла

i

t, мкc

U18(t), B

U19(t), B

U20(t), B

U21(t), B

U22(t), B

U23(t), B

0

280,764 628

0,142 959

0,407 750

-0,690 750

-0,160 648

-0,279 371

1,554 876

1

283,751 486

0,129 603

0,370 506

-0,630 098

-0,167 509

-0,300 054

1,747 143

2

286,738 344

0,116 218

0,332 929

-0,568 168

-0,173 765

-0,319 047

1,925 243

3

289,725 202

0,102 806

0,295 051

-0,505 086

-0,179 395

-0,336 243

2,87 730

4

292,712 060

0,89 371

0,256 907

-0,440 980

-0,184 378

-0,351 545

2,233 288

5

295,698 918

0,75 916

0,218 531

-0,375 979

-0,188 697

-0,364 866

2,360 736

6

298,685 776

0,62 444

0,179 959

-0,310 215

-0,192 335

-0,376 133

2,469 039

7

301,672 634

0,48 958

0,141 224

-0,243 823

-0,195 279

-0,385 281

2,557 321

8

304,659 492

0,35 460

0,102 362

-0,176 935

-0,197 520

-0,392 259

2,624 865

9

307,646 350

0,21 955

0,63 407

-0,109 689

-0,199 048

-0,397 028

2,671 124

10

310,633 208

0,8 445

0,24 396

-0,42 220

-0,199 859

-0,399 560

2,695 722

11

313,620 066

-0,5 067

-0,14 638

0,25 334

-0,199 949

-0,399 842

2,698 460

12

316,606 924

-0,18 578

-0,53 658

0,92 837

-0,199 319

-0,397 871

2,679 315

13

319,593 782

-0,32 085

-0,92 630

0,160 152

-0,197 969

-0,393 660

2,638 443

14

322,580 640

-0,45 584

-0,131 519

0,227 142

-0,195 906

-0,387 231

2,576 176

15

325,567 498

-0,59 073

-0,170 289

0,293 671

-0,193 137

-0,378 621

2,493 018

16

328,554 356

-0,72 549

-0,208 905

0,359 604

-0,189 671

-0,367 879

2,389 644

17

331,541 214

-0,86 009

-0,247 333

0,424 808

-0,185 521

-0,355 064

2,266 891

18

334,528 072

-0,99 449

-0,285 538

0,489 151

-0,180 702

-0,340 249

2,125 756

19

337,514 930

-0,112 867

-0,323 486

0,552 501

-0,175 232

-0,323 519

1,967 383

20

340,501 788

-0,126 259

-0,361 142

0,614 730

-0,169 131

-0,304 965

1,793 056

21

343,488 646

-0,139 623

-0,398 472

0,675 713

-0,162 419

-0,284 694

1,604 188

22

346,475 504

-0,152 956

-0,435 443

0,735 325

-0,155 122

-0,262 820

1,402 312

23

349,462 362

-0,166 253

-0,472 022

0,793 446

-0,147 265

-0,239 465

1,189 064

24

352,449 220

-0,179 514

-0,508 175

0,849 957

-0,138 878

-0,214 762

0,966 174

25

355,436 078

-0,192 734

-0,543 870

0,904 745

-0,129 989

-0,188 848

0,735 449

26

358,422 936

-0,205 910

-0,579 074

0,957 697

-0,120 633

-0,161 871

0,498 761

27

361,409 794

-0,219 041

-0,613 757

1,8 706

-0,110 841

-0,133 983

0,258 027

28

364,396 652

-0,232 121

-0,647 886

1,57 670

-0,100 649

-0,105 339

0,15 201

29

367,383 510

-0,245 150

-0,681 431

1,104 489

-0,90 095

-0,76 103

-0,227 748

30

370,370 368

-0,258 123

-0,714 362

1,149 067

-0,79 216

-0,46 437

-0,468 850

Рисунок 20 — Временная диаграмма входного сигнала U18(t) для 4-го цикла

Рисунок 21 — Временная диаграмма входного сигнала U19(t) для 4-го цикла

Рисунок 22 — Временная диаграмма входного сигнала U20(t) для 4-го цикла

Рисунок 23 — Временная диаграмма входного сигнала U21(t) для 4-го цикла

Рисунок 24 — Временная диаграмма входного сигнала U22(t) для 4-го цикла

Рисунок 25 — Временная диаграмма входного сигнала U23(t) для 4-го цикла

4. Квантование отсчётов по уровню и их кодирование

Квантование сообщения по уровню применяется для получения конечного числа амплитудных значений дискретных отсчетов сигнала взамен непрерывного бесконечно большого количества их значений, то есть процесс квантования аналогичен процедуре округления числа до ближайшего разрешенного значения. Такое округление всегда связано с погрешностью, называемой шумом квантования.

Самым простым способом квантования по уровню является квантование с постоянным шагом, при котором фиксированное приращение входного напряжения вызывает приращение выходного кода на единицу.

Для сокращения числа разрядов кода, а, следовательно, сужения спектра ИКМ-сигнала, упрощения аппаратуры при сохранении качества передачи целесообразно применить нелинейное квантование, при котором шаг квантования в области малых величин меньше, а в области больших — больше. Примерная амплитудная характеристика такого устройства приведена на рисунке 26.

Рисунок 26 — Амплитудная характеристика квантующего устройства с нелинейной шкалой

Среди способов нелинейного квантования можно выделяют следующие:

— сжатие динамического диапазона сигнала перед кодированием;

— нелинейное кодирование и декодирование;

— цифровое компандирование.

Первый способ предусматривает предварительное преобразование аналогового сигнала специальным устройством (компрессором) с нелинейной передаточной характеристикой такого вида, при которой сильнее усиливаются слабые сигналы и слабее — сильные. Последующее кодирование производится обычным линейным кодером. На приемном конце после декодера сигнал поступает на экспандер, осуществляющий расширение динамического диапазона — обратное компрессору преобразование.

Недостатком аналогового компандирования является сложность получения с большой точностью взаимообратных амплитудных характеристик компрессора и экспандера, вследствие чего нелинейность суммарной амплитудной характеристики приводит к нелинейным искажениям передаваемых сигналов.

Необходимое качество передачи сигналов в реальных условиях достигается путем применения неравномерных кодирующих и декодирующих устройств (методами нелинейного кодирования), когда формирование неравномерной квантующей характеристики осуществляется непосредственно в кодере (декодере). Последний, в этом случае, называется нелинейным. Необходимая форма характеристики компрессии (сжатия) и экспандирования (расширения) в кодеках формируется с помощью цифровых логических устройств, управляющих переключением эталонов.

Наиболее распространенными для кодеров с неравномерным шагом квантования являются два приблизительно равноценных закона компандирования м? и A, с помощью которых получается квазилогарифмическая характеристика компрессора.

Характеристика компандирования закона м описывается следующим выражением:

Fµ(л) = sign (л)[ln (1+µ|л|)/ln (1+µ)], (22)

где sign () — полярность сигнала;

— амплитуда входного сигнала;

м — параметр, используемый для определения степени компрессирования.

Для упрощения процесса преобразования выбирается специальная характеристика компандирования с м = 255/15, рекомендованная МСЭ-Т. Она имеет также особое свойство, которое заключается в возможности хорошей ее аппроксимации ломанной линией, состоящей из восьми прямолинейных отрезков. Тангенс угла наклона прямой на каждом из последующих отрезков (сегментов) точно равен половине тангенса угла наклона прямой на предыдущем отрезке: 1, ½, ¼, 1/8… Большие шаги квантования имеют размеры, равные размерам меньших шагов квантования, умноженным на 2С. Каждый сегмент линейно ломанной аппроксимации делится на шаги квантования равного размера. Для восьмиразрядных кодов число шагов квантования, приходящихся на сегмент, составляет 16. Аппроксимацию кривой компандирования с м = 255/15 называют 15-сегментной. Хотя здесь имеются восемь сегментов для положительных и столько же для отрицательных сигналов, два сегмента, ближайших к началу координат, образуют прямую и, следовательно, могут рассматриваться как один центральный сегмент, вследствие чего получается 15 сегментов. С учетом этого центральный сегмент содержит 31 шаг квантования с одним шагом, перекрывающим точку начала координат.

Для удобства описания алгоритмов кодирования и декодирования предлагается использовать целочисленные представления, при которых аналоговые сигналы сводятся к одному масштабу с максимальной амплитудой, равной 8159 условным единицам.

Для отсчета с абсолютным значением можно найти его значение в условных единицах по формуле

= |U/Dc|•8159, (23)

где U — преобразуемое напряжение;

Dc — динамический диапазон сигнала.

Первый шаг в процессе кодирования абсолютного значения отсчета состоит в получении номера сегмента С. Сегменты представляются конечными точками сегментов: 31, 95, 223, 479, 991, 2015, 4063 и 8159. Таким образом, С можно узнать по конечной точке с наименьшим значением, которое превышает значение отсчета.

Номер сегмента С квантованнного отсчета определяется как наименьшее целое значению из выражения

С > log2[(+33)/64], (24)

где C = 0, 1, …, 7.

После того как определен сегмент, включающий значение отсчета, должен быть найден конкретный шаг квантования внутри этого сегмента. На первом этапе находится остаток r — разность между амплитудой входного сигнала и величиной, соответствующей нижней конечной точке данного сегмента.

(25)

Номер уровня квантования К отсчета в сегменте можно определить как наименьшее целое из выражения

K > (26)

где K = 0, 1, …, 15.

При этом процессе уровни квантования К в сегменте С = 0 определяются как имеющие значения, равные 1, 3, 5, …, 31, в то время как в других сегментах уровни квантования определяются значениями, кратными 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256 соответственно для С = 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7.

После того, как С и К определены, они представляются двоичными числами из трех и четырех разрядов соответственно.

Произведем расчет абсолютного значения отсчетов входных сигналов исследуемых каналов в условных единицах для 1-го цикла, используя формулу (23). Значения напряжений соответствующих отсчетов рассчитаны в 3-ем пункте данной курсовой работы.

= |U/Dc|•8159,

= |/Dc|•8159,

= |0,863 554/2,9|•8159 = 2429,565 у.е. ,

= |/Dc|•8159,

= |0,735 296/2,9|•8159 = 2068,716 у.е. ,

= |/Dc|•8159,

= |0,876 363 /2,9|•8159 = 2465,601 у.е. ,

= |/Dc|•8159,

= |-0,4 913/2,9|•8159 = 138,236 у.е. ,

= |/Dc|•8159,

= |-0,39 504/2,9|•8159 = 1111,435 у.е. ,

= |/Dc|•8159,

= |1,509 871/2,9|•8159 = 4247,944 у.е.

Абсолютные значения отсчетов входных сигналов исследуемых каналов в условных единицах для остальных циклов приведены в таблице 6.

Определим номер сегмента квантованного отсчета для 1-го цикла, используя формулу (24).

С > log2[(+33)/64],

> log2[(+33)/64],

> log2[(2429,565 +33)/64] = 5,265 946 ,

= 6,

> log2[(+33)/64],

> log2[(2068,716 +33)/64] = 5,37 352 ,

= 6,

> log2[(+33)/64],

> log2[(2465,601 +33)/64] =5,286 905 ,

= 6,

> log2[(+33)/64],

> log2[(138,236 +33)/64] = 1,419 843 ,

= 2,

> log2[(+33)/64],

> log2[(1111,435 +33)/64] = 4,16 042 ,

= 5,

> log2[(+33)/64],

> log2[(4247,944 +33)/64] = 6,63 713 ,

= 7.

Номера сегментов квантованных отсчетов для остальных циклов приведены в таблице 6.

Определим разность между амплитудой входного сигнала и величиной, соответствующей нижней конечной точкке сегмента по формуле (25).

414,5648

53,71 611

450,6008

43,23 604

120,4354

184,9435

Определим номера уровней квантования отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи для 1-го цикла пердачи информации по формуле (26).

K >

2,238 788

-0,58 034

2,520 319

4,404 505

0,881 803

-0,27 756

Номера уровней квантования К отсчетов в сегментах для остальных циклов приведены в таблице 6.

Результаты квантования и кодирования по закону м = 255/15 отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи приведены в таблице 6.

Таблица 6 — Результаты квантования отсчётов по уровню и их кодирование

Номер цикла

Номер исследуемого канала

Значение отсчёта

Полярность отсчёта

Код полярности отсчёта

Номер сегмента

Код номера сегмента

Уровень квантования в сегменте

Код уровня квантования в сегменте

Закодированное значение отсчёта

В

у.е.

1

18

0,863 554

2429,565

+

1

6

110

3

0011

11 100 011

19

0,735 296

2068,716

+

1

6

110

0

0000

11 100 000

20

0,876 363

2465,601

+

1

6

110

3

0011

11 100 011

21

-0,4 913

138,236

-

0

2

10

5

0101

100 101

22

-0,39 504

1111,435

-

0

5

101

1

0001

1 010 001

23

1,509 871

4247,944

+

1

7

111

0

0000

11 110 000

2

18

0,657 896

1850,956

+

1

5

101

3

1101

11 011 101

19

1,299 026

3654,744

+

1

6

110

2

1100

11 101 100

20

-1,4 682

2945,163

-

0

6

110

7

0111

1 100 111

21

0,199 817

562,1737

+

1

4

100

2

0010

11 000 010

22

0,3168

891,3003

+

1

4

100

2

1100

11 001 100

23

-0,65 383

1839,525

-

0

5

101

3

1101

1 011 101

3

18

0,312 259

878,5234

+

1

4

100

2

1100

11 001 100

19

0,815 999

2295,77

+

1

6

110

2

0010

11 100 010

20

-1,23 969

3487,797

-

0

6

110

1

1011

1 101 011

21

-0,6 554

184,3909

-

0

2

10

1

1011

101 011

22

-0,3 984

112,1007

-

0

2

10

2

0010

100 010

23

-0,28 097

790,4863

-

0

4

100

9

1001

1 001 001

4

18

-0,9 982

280,8314

-

0

3

11

3

0011

110 011

19

-0,32 456

913,1399

-

0

4

100

3

1101

1 001 101

20

0,61 655

1734,631

+

1

5

101

1

1011

11 011 011

21

-0,1622

456,3533

-

0

3

11

4

1110

111 110

22

-0,2621

737,4136

-

0

4

100

8

1000

1 001 000

23

1,181 921

3325,274

+

1

6

110

0

1010

11 101 010

5. Расчет погрешностей квантования

Абсолютное значение квантованного отсчета в условных единицах измерения на выходе кодера при законе компрессии м можно определить как

К = (2К+33)•2С — 33. (27)

Абсолютное значение квантованного отсчета в единицах измерения входного сигнала определяется по формуле

(28)

Абсолютная погрешность квантования вычисляется как

екв=||. (29)

Относительная погрешность квантования определяется по формуле

(30)

Рассчитаем абсолютные значения квантованных отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи в условных единицах измерения на выходе кодера при законе компрессии м для 1-го цикла предачи информации по формуле (27).

К = (2К+33)•2С — 33,

2463

2079

2463

139

1087

4191

Абсолютные значения квантованных отсчетов в условных единицах измерения для остальных циклов приведены в таблице 7.

Рассчитаем абсолютные значения квантованных отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи в единицах измерения входного сигнала для 1-го цикла предачи информации по формуле (28).

0,875 438

0,738 951

0,875 438

0,49 406

0,386 359

1,489 631

Абсолютные значения квантованных отсчетов в единицах измерения входного сигнала для остальных циклов приведены в таблице 7.

Рассчитаем абсолютные погрешности квантования отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи для 1-го цикла предачи информации по формуле (29).

екв=||,

,

0,11 884,

,

0,3 655,

,

0,924,

,

0,272,

,

0,8 685,

,

0,2 024.

Значения абсолютных погрешностей квантования отсчетов остальных циклов приведены в таблице 7.

Рассчитаем относительные погрешности квантования отсчетов входных сигналов исследуемых каналов связи для 1-го цикла предачи информации по формуле (30).

1,3762

0,4971

0,1055

0,5526

2,1985

1,3405

Значения относительных погрешностей квантования отсчетов остальных циклов приведены в таблице 7.

Таблица 7 — Результаты расчетов погрешностей квантования

Номер цикла

Номер исследуемого канала

Значение отсчета

Значение квантованного отсчета входного сигнала

Абсолютная погрешность квантования, В

Относительная погрешность квантования, %

В

у.е.

В

у.е.

1

18

0,863 554

2429,565

0,875 438

2463

0,11 884

1,3762

19

0,735 296

2068,716

0,738 951

2079

0,3 655

0,4971

20

0,876 363

2465,601

0,875 438

2463

0,924

0,1055

21

-0,4 913

138,236

-0,4 941

139

0,272

0,5526

22

-0,39 504

1111,435

-0,38 636

1087

0,8 685

2,1985

23

1,509 871

4247,944

1,489 631

4191

0,2 024

1,3405

2

18

0,657 896

1850,956

0,659 333

1855

0,1 437

0,2185

19

1,299 026

3654,744

1,2849

3615

0,14 126

1,0875

20

-1,4 682

2945,163

-1,5 742

2975

0,10 605

1,0131

21

0,199 817

562,1737

0,198 689

559

0,1 128

0,5645

22

0,3168

891,3003

0,312 428

879

0,4 372

1,3800

23

-0,65 383

1839,525

-0,65 933

1855

0,0055

0,8412

3

18

0,312 259

878,5234

0,312 428

879

0,169

0,0543

19

0,815 999

2295,77

0,829 942

2335

0,13 944

1,7088

20

-1,23 969

3487,797

-1,2394

3487

0,283

0,0229

21

-0,6 554

184,3909

-0,6 647

187

0,927

1,4150

22

-0,3 984

112,1007

-0,4 088

115

0,1 031

2,5863

23

-0,28 097

790,4863

-0,27 831

783

0,2 661

0,9471

4

18

-0,9 982

280,8314

-0,9 917

279

0,651

0,6521

19

-0,32 456

913,1399

-0,3238

911

0,761

0,2343

20

0,61 655

1734,631

0,613 837

1727

0,2 712

0,4399

21

-0,1622

456,3533

-0,16 172

455

0,481

0,2966

22

-0,2621

737,4136

-0,26 693

751

0,4 829

1,8424

23

1,181 921

3325,274

1,193 909

3359

0,11 987

1,0142

Как видно из таблицы 7, восстановленные значения сигналов очень близки к исходным, а максимальная относительная погрешность не превышает 3%. Отсюда можно сделать вывод, что диаграммы входных сигналов на передающей стороне являются практически такими же, как и диаграммы выходных сигналов на приёмной стороне, а значит, обеспечивается качественная передача сообщения по данной системе.

6. Формирование линейного сигнала

Цифровые сигналы передаются по разным линиям связи: кабельным, радиорелейным, волоконно-оптическим, спутниковым. В зависимости от используемой среды распространения сигналам в линии придают различный вид, при котором параметры сигнала в наибольшей степени согласованы с параметрами линии. Преобразование потока импульсов в код линии происходит в устройстве согласования с линией (УСЛ).

Сигнал на выходе формирователя импульсов представляет собой последовательность однополярных импульсов. Недостатком однополярной последовательности является то, что при появлении длинных последовательностей нулей в выходном сигнале кодера отсутствуют импульсы и, следовательно, отсутствует опорное колебание для выделения тактовой частоты в регенераторе.

Во избежание искажений этого сигнала из-за неравномерности амплитудно-частотных характеристик линейного тракта и трудностей выделения тактовой частоты применяют дополнительное преобразование двоичного цифрового сигнала. Эта операция часто называется линейным кодированием. Она позволяет заменить цифровой поток в виде сигнала, характеристики которого в большей степени соответствуют параметрам линии. Полученный в результате преобразования сигнал называют кодом линии.

К коду линии предъявляют следующие основные требования:

1) однозначность декодирования. Это означает, что из кода линии должна однозначно формироваться исходная последовательность двоичных импульсов;

2) в энергетическом спектре сигнала должны быть ослаблены низкочастотная и высокочастотная составляющие;

3) в сигнале должна быть обеспечена высокая плотность импульсов, т. е. число импульсов должно быть существенно больше числа пробелов.

Для большей концентрации энергии сигнала в области средних частот, т. Е. для ослабления роли его низкочастотных и высокочастотных составляющих, успешно применяются квазитроичные коды. При использовании квазитроичных кодов линейный сигнал в каждом тактовом интервале может принимать одно из трех возможных значений: +1, 0, -1, выраженных соответственнно положительным импульсом, пробелом или отрицательным импульсом. Решающее устройство регенератора должно распознавать три возможных уровня сигнала. Однако это не означает, что для нумерации уровней квантования применяется троичная система счисления — кодирование остается двоичнам, лишь на входе линии двоичный сигнал преобразуется в квазитроичный.

Пердача квазитроичным кодом обеспечивает следующие преимущество по сравнению с двоичным однополярным сигналом: синхронизирующий сигнал, энергия которого до выпрямления сконцентрирована в области частот, близких к fT/2, испытывает меньшее затухание в линии связи, чем при передаче в области частот, близких к fT.

Во многих случаях исходный двоичный сигнал преобразуется в код линии делением последовательности двоичных импульсов на группы и заменой каждой из этих групп кодовой комбинацией кода линии с другим основанием. Такие коды принято обозначать двумя буквами и двумя цифрами. Первая цифра определяет, какое число импульсов исходного кода входит в перекодируемую группу. Затем следует буква В (binary), указывающая на двоичное основание системы счисления исходного кода. Вторая цифра соответствует числу импульсов в каждой кодовой комбинации кода линии. Наконец, вторая буква обозначает основание системы счисления: Т — троичное (ternary), Q — четверичное (quaternary) и т. д. Например, запись кода 3В2Т обозначает преобразование групп из трех двоичных символов в группу из двух троичных.

Хорошими данными обладает код 4В3Т, Он позволяет снизить скорость передачи импульсов в линии по сравнению с передачей двоичных импульсов на 33%. Процедура перекодирования в троичный код 4В3Т состоит в отображении четырех двоичных импульсов в три троичных. Из четырех двоичных импульсов могут быть составлены 24 = 16 различных комбинаций, а из трех троичных 33 = 27. При построении кодовой таблицы из 27 троичных кодовых комбинаций надо выбрать 16 наиболее благоприятных, т. е. существует значительная гибкость в их выборе. Например, комбинацию, состоящую из трех нулей, целесообразно не использовать, чтобы ограничить число нулей, идущих подряд в цифровом потоке.

Построим временные диаграммы линейных сигналов в исходном коде, двоичном коде и квазитроичном коде с высокой плотностью единиц 4B3T в исследуемых канлах связи для четырех циклов передачи информации (рисунки 27−30).

В исходном коде на графике изображены отсчеты входных сигналов исследуемых каналах связи. Длительность отсчетов в 4 раза меньше длительности канального интервала. В двоичном коде на графике изображены кодовые комбинации, соответствующие отсчетам входных сигналов исследуемых каналах связи, где первый бит указывает на полярность отсчета, следующие три бита являются номером сегмента соотвтествующего отсчета, последние четыре бита в каждом канальном интервале соответствуют уровню квантования в сегменте соответствующего отсчета. Далее на графике показан перекодированный двоичный код в код 4B3T, причем форма импульсов кода 4B3T соответствует заданной — колокольной форме.

Рисунок 27 — Временные диаграммы линейных сигналов 1-го цикла

Рисунок 28 — Временные диаграммы линейных сигналов 2-го цикла

Рисунок 29 — Временные диаграммы линейных сигналов 3-го цикла

Рисунок 30 — Временные диаграммы линейных сигналов 4-го цикла

За четыре цикла передачи информации по исследумым каналам связи для квазитроичного кода с высокой плотностью следования единиц 4B3T рассчитаем вероятность появления единицы в линейном сигнале по формуле

где m1 — количество единиц (+1, -1) в линейном сигнале за четыре цикла;

mобщ — общее количество импульсов (+1, 0, -1) в линейном сигнале за четыре цикла.

Количество единиц в линейном сигнале за четыре цикла передачи составляет m1 = 99, общее количество импульсов в линейном сигнале за четыре цикла составляет mобщ = 192. Тогда вероятность появления единицы в линейном сигнале

7. Расчет спектра линейного сигнала

Энергетический спектр последовательности импульсов зависит от формы используемых импульсов и от статистических характеристик импульсного потока, определяемых свойствами кодируемого сигнала и типом кода, а также от статистических характеристик флуктуаций, вызываемых помехами. Он может быть представлен в виде суммы двух составляющих, одна из которых является дискретной AД(f), а другая — непрерывной функцией частоты AН(f). Дискретная часть спектра характеризует спектральную плотность средней мощности регулярной составляющей процесса (средних значений амплитуд спектра), а непрерывная часть — спектральную плотность средней мощности случайной составляющей процесса (статистических характеристик случайных флуктуаций амплитуд спектра, вызванных помехами). Дискретная часть содержит постоянную составляющую и составляющие на тактовой и кратных ей частотах. При длительности импульса, где ТT — период следования кодовых импульсов, в спектре присутствуют только нечетные гармоники fT = 1/TT. Первая гармоника, соответствующая тактовой частоте, может быть выделена узкополосным фильтром и использована для синхронизации. Непрерывная часть спектра, попадающая в полосу пропускания неточно настроенного фильтра, является помехой в канале выделения тактовой частоты и вызывает фазовые флуктуации синхронизующего напряжения.

Теоретически этот спектр бесконечен, но основная часть его энергии расположена в пределах от 0 до fт. Если сопоставить этот спектр с характеристиками передачи реальных линий связи, то можно увидеть их значительное несоответствие. Во-первых, наличие линейных трансформаторов и переходных емкостей в усилителях и регенераторах препятствует прохождению постоянной составляющей сигнала; во-вторых, из-за потерь в линии в области высоких и низких частот будут ослаблены соответствующие компоненты сигнала. Потеря постоянной составляющей в принципе может быть скомпенсирована, и наибольшее влияние на форму сигнала оказывают искажения, связанные с ослаблением его высокочастотных и низкочастотных составляющих. Искажения в области высоких частот приводят к увеличению длительности фронтов отдельных импульсов, а искажения низкочастотной части спектра сигнала приводят к изменению вершины импульса.

Энергетический спектр квазитроичного кода определяется из выражения

где |А (щ)| - спектр одиночного импульса;

р — вероятность появления двоичной единицы.

Анализ энергетического спектра показывает, что у квазитроичного сигнала отсутствует не только постоянная составляющая, но и вообще вся дискретная часть спектра, а энергия его непрерывной части сконцентрирована в области частот, близких к fт/2. После выпрямления квазитроичного сигнала, осуществляемого в регенераторе, импульсная последовательность опять превращается в исходную двоичную, и вновь появляются дискретные составляющие спектра — тактовая частота и ее гармоники. Тактовая частота выделяется и используется для синхронизации регенератора.

В линиях для передачи каждой логической единицы используются не импульсы с длительностью, равной тактовому интервалу ТT, а импульсы с половинной длительностью. Такие импульсы были выбраны для упрощения выделения сигнала синхронизации в регенераторах линии.

Произведем расчет спектральной характеристики линейного сигнала.

Спектральная плотность одиночного треугольного импульса определяется по следующей формуле:

Подставляя последнее выражение в формулу (32), получим

В расчетах спектра квазитроичного кода будем использовать значения круговой частоты, определяемые по следующей формуле:

Рассчитаем значения щ, и B (щ) для квазитроичного кода КВП-3 при i = 2.

Расчет для остальных значений i производится аналогично. Результаты расчетов представлены в таблице 8.

Таблица 8 — Результаты расчетов энергетического спектра В (щ) кода КВП-3

i

щ, 106 рад/с

В (щ), нВ

i

щ, 106 рад/с

В (щ), нВ

0

0

0

26

65,26 345

0,801 567

1

2. 510 133

24,4 750

27

67,77 358

0,310 473

2

5. 20 265

84,89 616

28

70,28 371

0,92 264

3

7. 530 398

157,9765

29

72,79 384

0,18 092

4

10,4 053

221,5259

30

75,30 398

0,1 677

5

12,55 066

263,9967

31

77,81 411

0,26

6

15,6 080

282,6365

32

80,32 424

0

7

17,57 093

279,5979

33

82,83 437

0,20

8

20,8 106

259,0265

34

85,34 451

0,1 016

9

22,59 119

225,5606

35

87,85 464

0,8 527

10

25,10 133

183,7650

36

90,36 477

0,33 764

11

27,61 146

138,0641

37

92,87 490

0,88 038

12

30,12 159

92,90 568

38

95,38 504

0,175 671

13

32,63 172

52,91 113

39

97,89 517

0,290 180

14

35,14 186

22,58 649

40

100,4053

0,414 443

15

37,65 199

5,47 911

41

102,9154

0,523 718

16

40,16 212

0

42

105,4256

0,590 562

17

42,67 225

3,59 715

43

107,9357

0,591 259

18

45,18 239

8,265 533

44

110,4458

0,513 992

19

47,69 252

11,59 594

45

112,9560

0,368 528

20

5. 0,20 265

12,4 058

46

115,4661

0,193 789

21

52,71 278

10,39 380

47

117,9762

0,52 370

22

55,22 292

7,844 624

48

120,4864

0

23

57,73 305

5,288 371

49

122,9965

0,44 329

24

60,24 318

3,197 858

50

125,5066

0,138 829

25

62,75 331

1,718 565

51

128,0168

0,223 378

По данным таблицы 8 построим энергетическую характеристику линейного сигнала. Энергетическая характеристика изображена на рисунке 31.

Рисунок 31 — Энергетический спектр квазитроичного кода КВП-3

Как видно из рисунка 31, у квазитроичного кода КВП-3 отсутствует дискретная часть спектра, а основная часть его энергии сосредоточена в области средних частот, что удовлетворяет требованиям, предъявляемым к линиям.

8. Разработка структурной схемы многоканальной системы передачи с ИКМ

Сообщения л1(t), л2(t), … л29(t) 1, 2, … 29 источников информации (абонентов) через фильтры нижних частот (ФНЧ) и усилители низких частот (УНЧ) поступают на канальные амплитудно-импульсные модуляторы АИМ (ключи). С помощью АИМ-модуляторов осуществляется дискретизация передаваемых сигналов по времени. Управляют работой АИМ-модуляторов последовательности управляющих канальных импульсов УКИ1 — УКИ29, поступающие от генераторного оборудования ГОпер. При этом модулируемые импульсные последовательности, вырабатываемые в генераторном оборудовании ГОпер, имеют частоту 8 КГц и сдвинуты по времени друг относительно друга на величину равную одному канальному интервалу. На АИМ-модуляторы канальные импульсы подаются поочередно, при этом длительность каждого канального импульса tи=7,467Ч 10-7 с. Выходы АИМ-модуляторов соединяются в одной точке, в которой образуется групповой АИМ-сигнал. Групповой АИМ-сигнал поступает на кодирующее устройство — кодер, который одновременно с кодированием осуществляет операцию квантования по уровню.

Сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами автоматических телефонных станций (АТС), поступают в передатчик СУВ (Пер. СУВ), где они дискретизируются импульсными последовательностями, следующими от ГОпер. В результате формируется групповой сигнал передачи СУВ (Гр. СУВ).

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой