Проектирование радиопередающих устройств

Тип работы:
Курсовая
Предмет:
Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

1. Основные параметры

Технические требования

1. При колебаниях напряжения питающей электросети в пределах ±5% и частоты в пределах ±1,0 Гц параметры передатчика должны соответствовать табл. 1, за исключением мощности.

Пределы изменения мощности при колебаниях напряжения питающей электросети устанавливают в ТУ на передатчик конкретного типа.

2. При колебаниях напряжения электросети в пределах минус 15 — плюс 10% и частоты в пределах ±2,0 Гц передатчик должен работать с обязательным выполнением нормы на допустимое отклонение рабочей частоты от номинального значения. Допускается отклонение других параметров.

3. Передатчики должны содержать направленные ответвители для измерения побочных и внеполосных излучений и элементы связи для подключения контрольно-измерительной аппаратуры.

2. Выбор режимов и схем каскадов

В настоящий момент транзисторы имеют ряд преимуществ по сравнению с лампами: большой срок службы, малые габариты и масса, мгновенную готовность к работе. По этой причине они практически вытеснили лампы в каскадах передатчиков мощностью до 1 кВт диапазонов НЧ, СЧ, ВЧ. При правильной эксплуатации их не приходится менять на протяжении всего срока эксплуатации аппаратуры.

В передатчиках с мощностью приблизительно до 1 кВт полная замена ламп транзисторами приводит к уменьшению габаритов и массы.

В мощных передатчиках с их блочной (модульной) структурой габариты и масса определяются не только активными устройствами, но и в определенной мере деталями цепей связи и фильтрующими системами, деталями цепей составления и деления мощностей и элементами системы охлаждения.

Существенным недостатком транзисторов есть их высокая чувствительность к перегрузкам. Транзисторы, как правило, не допускают даже кратковременных перегрузок по току, напряжению и рассеиваемой на них мощностью. Отсюда критичность к несогласованию с нагрузкой, к изменениям режимов работы. Транзисторам свойственна большая наклонность к паразитным колебаниям, в том числе параметрических автоколебаний и главное, выход из строя при ее возникновении, а также при наведении ЭДС (атмосферная электрика, наводки от других передатчиков). Это требует создания схем защиты транзисторов от превышения напряжения, токов и температуры при работе в меняющихся условиях (изменение нагрузки, питания, охлаждения и т. д.), и поэтому дополнительно повышается стоимость, уменьшается надежность всего передатчика.

Существенный разброс параметров транзисторов, их температурная зависимость, а также зависимость усилительных свойств от частоты и режиму усложняют построение передатчиков. Транзисторы имеют заметно хуже линейность амплитудной модуляционной характеристики, им свойственна большая паразитная фазовая модуляция.

В мощных каскадах передатчиков используют биполярные и полевые транзисторы. Биполярные транзисторы применяются от самых низких частот до примерно 10 ГГц. По параметру мощности на частотах приблизительно до 1,5 ГГц к ним приблизились, а по множеству других параметров и превысили МДН — полевые транзисторы.

Полевой транзистор выгодно отличается от биполярного в первую очередь меньшим влиянием температуры на его свойства, что дает возможность включения нескольких приборов для параллельной работы. Входное сопротивление полевого транзистора в схеме с общим истоком большое и имеет емкостный характер, что позволяет нам рассматривать его как прибор, аналогичный электронной лампе, что работает без тока сетки.

В данное время промышленность выпускает мощные генераторные транзисторы, как широкого применения, так и узкоспециализированные. Это определяет диапазон рабочих частот. Выпускаются транзисторы, которые предназначены для работы в радиочастотных каскадах передатчиков, в импульсных устройствах, стабилизаторах напряжения и переключательных схемах.

Для однополосных передатчиков в диапазоне от 1,5 до 80 МГц выпускается широкий набор так называемых линейных транзисторов с мощностями до нескольких сот ватт. Они обеспечивают линейность амплитудной характеристики и паразитную фазовую модуляцию, при которых обеспечивается низкий уровень составных третьего порядка K3f.

Энергетические показатели транзисторного передатчика определяются режимами работы каскадов, в первую очередь, выходного. Для повышения коэффициента полезного действия (КПД) и колебательной мощности режим транзистора выбирается с отсечкой тока. При этом выделяются два крайних режима работы транзистора — недонапряженный и ключевой.

В ключевом режиме транзистор эквивалентен ключу с последовательно включенным сопротивлением rнас.

Ключевой режим можно использовать только в генераторах, которые работают с постоянной амплитудой радиочастотных колебаний, например, при усилении ЧМ и ФМ колебаний, при телеграфной работе. Наоборот, ключевой режим невозможно использовать при усилении амплитудно модулированных и однополосных колебаний.

В ключевом режиме обеспечиваются более высокий КПД коллекторной цепи, уменьшается рассеиваемая на коллекторе мощность, необходима менее мощная система охлаждения, за счет чего могут уменьшиться габариты и масса всего устройства. В то же время для ключевого режима характерны меньшие значения коэффициента усиления мощности Кр и существуют ограничения его применения, обусловленные влиянием выходной емкости. Эти обстоятельства ограничивают возможности реализации ключевого режима областью относительно низких частот, которые не превышают (0,1…0,2) fТ транзистора.

Промежуточное положение занимают критический и перенапряженный режимы, которые реализуются при резонансной нагрузке транзистора. При этом транзистор последовательно находится в состоянии отсечки, активном и насыщения. По мере нарастания напряженности режима возрастает КПД генератора, но уменьшается коэффициент усиления мощности Кр и колебательная мощность Р1. При работе на высоких частотах оптимальные энергетические показатели генератора обеспечивают в критическом режиме.

Усилители мощности радиочастотных колебаний своим типом нагрузки делятся на два класса: генераторы с широкодиапазонной нагрузкой и генераторы с узкополосной, резонансной нагрузкой.

Узкодиапазонные генераторы строят, как правило, однотактными. При этом транзисторы могут работать с отсечкой тока, так как фильтрация высших гармоник осуществляется в резонансных межкаскадных и выходных цепях связи. Однотактные схемы проще, чем двухтактные, обеспечивают более высокую надежность и легко согласовываются с несимметричными фидерными и соединительными линиями.

В качестве резонансных узкодиапазонных цепей связи можно использовать простые в конструктивном отношении резонансные LC согласующие цепи, которые обеспечивают произвольные коэффициенты трансформации. При использовании простых колебательных контуров в качестве эквивалентного сопротивления нагрузки Re не всегда удается получить необходимую его величину и обеспечить трансформацию Re в сопротивление нагрузки Rн.

Если сопротивление нагрузки Rн отличается от оптимального Re, то используют согласующие Т, Г- и П-цепи в виде ФНЧ, которые имеют одновременно трансформирующие свойства. Согласующие цепи обеспечивают трансформацию резистивных нагрузок на фиксированной частоте, но практически полоса пропускания генератора с такими цепями связи может составлять (10…20%) fр.

Расчёт структурной схемы

Задача расчета структурной схемы состоит в том, чтобы определить рациональное число каскадов радиочастоты между возбудителем и выходом передатчика, которые обеспечивают выполнение заданных технических требований при малых затратах на изготовление и при достаточно высоком коэффициенте полезного действия.

Схема является ориентировочной, потому что рассчитывается на основе приближенных значений КПД согласующих цепей и коэффициентов усиления мощности Кр, полученных на основе экспериментальных данных. Такой обобщенный подход позволяет достаточно просто получить представление о том, каким будет проектируемый передатчик в целом.

В процессе составления структурной схемы определяются также минимально необходимое число выпрямителей и их напряжения, выбирается дополнительное оборудование.

Между выходом передатчика (входом антенно-фидерной системы) и транзисторами выходного каскада включаются согласующие, фильтрующие цепи. Потери в них определяются ориентировочно на основе обобщенных значений КПД соответствующих цепей.

Мощность, которую отдают транзисторы выходного каскада передатчика

, (2. 1)

где РА — выходная мощность передатчика;

— КПД согласующей цепи;

— КПД моста сложения;

— КПД фильтра гармоник.

Коэффициент усиления транзистора (n-m) — го каскада на максимальной частоте рабочего диапазона передатчика при выбранном напряжении коллекторного питания Ек

, (2. 2)

где — максимальная рабочая частота;

— напряжение, при котором измеряются параметры транзистора (n-m) — гокаскада;

— мощность, которую выдает транзистор (n-m) — гокаскада на при напряжении коллекторного питания;

— мощность, отдаваемая транзистором (n-m) — гокаскада.

Мощность, отдаваемая транзистором (n-m) — определяется по формуле

(2. 3)

Рассчитаем мощность, которую отдает транзистор оконечного каскада,

по формуле (2. 1).

(Вт)

Выберем транзистор для работы в оконечном каскаде: BLF872

Его параметры, необходимые для расчета, приведены в таблице 2.1.

Таблица 2. 1

Тип транзистора

f', МГц

Р'1, Вт

К'p

E'k

BLF872

860

300

10

32

Коэффициент усиления транзистора, рассчитаем по формуле (2. 2).

Для питания каскада выберем напряжение из стандартного ряда напряжений Ek=27 В. [1, с. 32]

Мощность, отдаваемая (n-1) каскадом, рассчитывается по формуле (2. 3).

(Вт)

Выберем транзистор для работы в (n-1): 2T962Б. Его параметры, необходимые для расчета структурной схемы, приведены в таблице 2.2.

Таблица 2. 2

Тип транзистора

f', МГц

Р'1, Вт

К'p

E'k

2T962Б

1000

20

8

28

Коэффициент усиления транзистора, рассчитаем по формуле (2. 2). Для питания каскада выберем напряжение из стандартного ряда напряжений Ek=27 В. [1, с. 32]

Мощность, отдаваемая (n-2) каскадом, рассчитывается по формуле (2. 3).

(Вт)

Выберем транзистор для работы в (n-2): КТ9150А. Его параметры, необходимые для расчета структурной схемы, приведены в таблице 2.3.

Таблица 2. 4

Тип транзистора

f', МГц

Р'1, Вт

К'p,

E'k

КТ9150А

860

8

7,1

28

Коэффициент усиления транзистора, рассчитаем по формуле (2. 2). Для питания каскада выберем напряжение из стандартного ряда напряжений Ek=27 В. [1, с. 32]

Мощность, отдаваемая (n-3) каскадом, рассчитывается по формуле (2. 3).

(Вт)

Выберем транзистор для работы в (n-3): КТ983А. Его параметры, необходимые для расчета структурной схемы, приведены в таблице 2.5.

Таблица 2. 5

Тип транзистора

f', МГц

Р'1, Вт

К'p,

E'k

КТ983А

860

0,5

4

28

Коэффициент усиления транзистора, рассчитаем по формуле (2. 2). Для питания каскада выберем напряжение из стандартного ряда напряжений Ek=27 В. [1, с. 32]

Мощность, отдаваемая (n-4) каскадом, рассчитывается по формуле (2. 3).

(Вт)

Изобразим рассчитанную структурную схему передатчика (рис. 2. 1).

/

Рисунок 2.1. Структурная схема передатчика

3. Расчет выходного каскада

3. 1 Расчет режима

Электрический расчёт режима работы транзистора состоит из двух основных этапов — расчёта коллекторной цепи и расчёта входной цепи. Так же необходимо рассчитать цепи питания транзистора. Расчёт коллекторной цепи можно проводить независимо от схемы включения транзистора (с ОЭ или с ОБ). В обоих случаях цепь возбуждения транзистора стоится таким образом, чтобы импульсы коллекторного тока были близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки и. Значение и выбирают равным 900, В последующие формулы входят б (и), г (и), г (р-и) — коэффициенты разложения косинусоидального импульса и ряд параметров транзисторов, которые приведены в таблице 3.1. Схема выходного каскада приведена на рисунке 3. 1

и,°

0(и)

1(и)

г0(и)

г1(и)

90

0,318

0,5

0,318

0,5

Параметры транзистора

Рассчитаем коллекторную цепь транзистора. Электрический расчёт коллекторной цепи производится для критического режима при условии, что по первой гармонике транзистор нагружен на сопротивление Rэ. Исходя из расчета структурной схемы (п. 2. 2) выходной транзистор для работы в оконечном каскаде, транзистор BLF872.

Расчет

1. Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе Uк в граничном (критическом) режиме при выбранном напряжении питания Eк

, (3. 1)

2. Максимальное напряжение на коллекторе UKmax

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

(3. 3)

4. Постоянная составляющая коллекторного тока

(3. 4)

5. Максимальная величина коллекторного тока

(3. 5)

(А)

6. Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания

(3. 6)

7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи

(3. 7)

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора

(3. 8)

9. Сопротивление коллекторной нагрузки (так как схема двухтактная, то это сопротивление для одного транзистора)

(3. 9)

3.2 Расчет входной цепи

1. Амплитуда переменного напряжения на канале

(3. 10)

Напряжение смещения на затворе

(3. 11)

Максимальное напряжение на затворе

(3. 12)

Амплитуда тока затвора

, (3. 13)

где

Значения параметров эквивалентной схемы сопротивления транзистора

(3. 14)

Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления

передатчик каскад транзистор напряжение

(3. 15)

Входная мощность

(3. 16)

Мощность, рассеиваемая на транзисторе

(3. 17)

Коэффициент усиления по мощности

3. 3 Расчет согласующей цепи

В узкодиапазонных транзисторных генераторах, цепи связи целесообразно строить в виде Г-, Т- и П — цепочек. Их проектирование рассматривается ниже. Особенности построения согласующих цепей связи, одновременно обеспечивающих заданную фильтрацию высших гармоник применительно в первую очередь к ламповым генераторам.

В качестве сопротивления R2 может быть непосредственно резистивная составляющая нагрузочного сопротивления генератора R2=50 Ом, а в качестве R1 нагрузочное сопротивление Rэ для транзистора предыдущего каскада R1=Rк. Обычно П- и Т-цепочки проектируют как последовательное соединение двух Г-цепочек, трансформирующих сначала R2 в некоторое сопротивление R0, а затем R0 в R1. при этом чем меньше R0 по отношению к R1 и R2, тем лучшую фильтрацию будет обеспечивать П- или Т-цепочка, но тем ниже будет её КПД и уже полоса пропускания. Поэтому R0 выбирают в пределах 1,5…10 раз меньше или больше чем R1 и R2.

1,375 (Ом)

Расчёт значений индуктивностей при R1=17,9Oм и R2=50Ом:

250 (Ом)

18,4

100

16,2

(рад/с)

С=1/()=6,2 (пФ)

=1,85 (нГн)

=10,1 (нГн)

Рассчитаем сопротивления R1 для входной цепи:

30 (Вт)

Задаемся: о=0,9

24,3 (В)

2,46 (А)

10 (Ом)

10 (Ом)

Расчёт значений индуктивностей при R1=30Oм и R2=0,38 Ом:

50 (Ом)

20

9,55

7,11

(рад/с)

С=1/()=14,2 (пФ)

=2,02 (нГн)

=0,96 (нГн)

3. 4 Расчет фильтрующей цепи

Выходная колебательная цепь должна обеспечивать высокую фильтрацию гармоник при высоком КПД.

Внеполосные излучения радиопередатчиков — это излучения на частотах, находящихся вне рабочей полосы частот. Основным видом излучения считают излучения на гармониках.

Совместная работа радиоаппаратуры предъявляет жесткие требования к уровню мощности внеполосных излучений. Подавление высших гармоник до требуемы норм является важнейшим требованием электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств. При расчете фильтрации гармоник необходимо исходить из приведенных норм.

Рассчитаем фильтр на основе ФНЧ.

1. При заданных нижней и верхней рабочих частотах передатчика определим коэффициент перекрытия по частоте

2. Так как 1,04 удовлетворяет условию 1,9 то можно установить один фильтр.

3. При заданной неравномерности мощности в нагрузке передатчика в рабочем диапазоне частот д (или Д), по таблице 2.3 (Расчет радиопередатчиков/ Под ред. В. В. Шахгильдяна — М.: Радио и связь, 2000) определяем Дэкв — эквивалентную неравномерность затухания фильтра в полосе пропускания, на которую его надо проектировать.

Таблица 4. 1

д

Д, дБ

ВЧ-генератор в критическом режиме

дэкв

Дэкв, дБ

rг=Rг. экв/ Rэ. кр

0,20

0,9691

0,0123

0,0540

1,000

4. Необходимое минимальное затухание, которое должен обеспечить фильтр в полосе задержания

доп — допустимая относительная величина мощности побочных излучений, которая задается непосредственно в децибелах. доп берем из технических тренований т. е

с. у — дополнительное затухание, вносимое согласующим устройством (может составлять −10…−15 дБ). Примем с. у= -10 дБ.

г2 — относительная величина высших гармоник напряжения (или тока) на выходе ВЧ генератора. г2 — относительная величина высших гармоник напряжения (или тока) на выходе ВЧ генератора.

и,°

1(и)

2(и)

90

0,5

0,212

5. Нормированная частота зn=fзn/fвв полосе задержания, на которой необходимо обеспечить затухание ф2, обусловленное фильтрацией высших гармоник. Для случая использования ФНЧ

— вторая гармоника

6. Выбор фильтра по АЧХ и его первого реактивного элемента. Расчетные значения ф2=34,24 дБ и удовлетворяют условиям ф> 20…30 дБ и, исходя из этого можно выбрать фильтр Кауэра. В пользу фильтров Кауэра говорит также то, что при одинаковых требованиях на ф, з и Дэкв меньшее число реактивных элементов обеспечивают ФНЧ.

Выбор фильтра будем выполнять по справочнику. Заданным условиям удовлетворяем фильтр Кауэра 6-го порядка СО6−02-b

Фильтр

Щs

As, дБ

С1

С2

L2

L4

L6

C3

C4

C5

C06-02-34

1,894 331

45,8

0,3628

0,1498

0,9335

0,9996

0,4976

1140

0,2615

0,9277

Расчет реактивных элементов фильтра

, (4. 1)

, (4. 2)

где Rn=50 Ом — нагрузочное (входное) сопротивление фильтра,

fнi=0 — для ФНЧ,

сn иln — коэффициенты элементов фильтра

Рассчитанные емкости фильтра имеют следующие величины:

,

,

,

,

,

Рассчитаем индуктивности фильтра:

,

,

.

3. 5 Конструктивный расчет индуктивностей фильтра

Реализация таких значений индуктивности возможно на микрополосковых линиях. Необходимо рассчитать длину и ширину микрополосковых отрезков для реализации индуктивностей. Возьмем диэлектрик с диэлектрической проницаемостью диэлектрика и шириной диэлектрика:

Ом, d=1.5 мм, при этом Ом.

Рассчитаем геометрическую ширину микрополосковой линии на которой и будут реализованы индуктивности схемы.

, откуда

Рассчитаем электрические и геометрические длиннымикрополосковых линий индуктивности:

1.

2.

3.

4. Расчёт элементов возбудителя

Возбудитель — устройство, которое входит в состав радиопередатчика и предназначен для формирования колебаний с заданными частотами, стабильностью и требуемым видом модуляции. Для радиовещательных передатчиков в возбудителе, как правило, формируется сетка фиксированных частот с шагом, который равен полосе частот излучаемого сигнала.

Расчет генератора управляемого напряжением (ГУН)

Синтезаторы частот, построенные на основе непрямого синтеза (анализа), имеют в своем составе перестраиваемый по частоте автогенератор, охваченный петлей фазовой автоподстройки частоты. Автогенераторы строятся на маломощных транзисторах, причем транзисторы по частоте выбираются из условия: fАгmax?0. 1fT, где fАгmax — максимальная частота автогенератора;

Исходя из этого условия выберем транзистор 2T316Бпараметры которого приведены в таблице 4.1.

Таблица 4. 1

Тип транз.

fT, ГГц

фк,

пС

rнас,

Ом

Ск,

пФ

Се,

пФ

Uкед,

В

Uбед,

В

Iкод,

мА

Pкд,

мВт

tпд,

град С

2Т316Б

0,8

150

40

40

2,5

2,5

10

4

30

150

125

Зададимся амплитудой первой гармоники коллекторного тока Iк1= 3 мА и углом осечки и=700. Определим коэффициенты гармонических составляющих импульса коллекторного тока б0, б1, g1, cos (и).

б0(и)=0. 252

б1(и)=0. 432

g1(и)=1. 71

cos (и)=0,342

Определим параметры эквивалентной схемы транзистора

(4. 1)

(См)

;; ;; (4. 2)

(Ом)

(Ом)

(См)

(МГц)

Выберем напряжение коллекторного питания

(4. 3)

Eк=4 (В)

Коэффициент использования коллекторной нагрузки в критическом режиме

(4. 4)

Для обеспечения роботы генератора в недонапряжённом режиме выбирается

Амплитуда коллекторного напряжения

(4. 5)

(В)

Мощность, выделяемая в контуре генератора

(4. 6)

=3 (мВт)

Постоянная составляющая коллекторного тока

(4. 7)

(мА)

Мощность потребляемая генератором

(4. 8)

(мВт)

Мощность рассеиваемая на коллекторе

(4. 9)

Эквивалентное сопротивление нагрузки

(4. 10)

(кОм)

Амплитуда напряжения возбуждения

(4. 11)

(В)

Коэффициент обратной связи

(4. 12)

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов

(4. 13)

(4. 14)

(мА)

(мА)

Напряжение смещения, которое обеспечивает заданный угол отсечки

(4. 15)

(В)

Задав падение напряжения на эмиттерном сопротивлении В, определяется величина сопротивления R3

(4. 16)

(Ом)

Рассчитаем сопротивление базового делителя, задавшись током делителя (мА)

(4. 17)

(4. 18)

(кОм)

(кОм)

Зададимся характеристическим сопротивлением контура с=400 Ом и добротностью ненагруженного контура Qнен=100, то есть См. Принимается Ом

Рассчитаем реактивные сопротивления элементов контура

;; ;;; (4. 19)

(Ом); (Ом); (Ом); (Ом);.

Зададимся допустимым снижением добротности контура до QH=80, то есть дн=0,0125, определим выходное сопротивление буферного каскада

, (4. 20)

где

; (4. 21)(4. 22)

(См)

(См)

(кОм)

Мощность в нагрузке

(4. 23)

(Вт)

Ёмкость и индуктивность контура

(м)

(4. 24)

(4. 25)

(пФ)

(пФ)

(пФ)

(мкГн)

Для управления частотой выберем варикап КВ102А, у которого следующие параметры

В-максимально допустимое напряжение на переходе;

Ф — номинальная ёмкость варикапа приВ;

n=2 — показатель нелинейности;

Qв=40 — добротность варикапа;

Свmin= 14Ф — минимальная ёмкость варикапа;

fв=50 МГц — верхняя рабочая частота варикапа;

Амплитуда напряжения на индуктивности контура

(4. 26)

При выполнении условия (4. 26) можно использовать полное включение варикапа р2=1. Однако, с целью уменьшения нелинейности характеристики управления, задаются р2< 1, например р2=0,7. Зададим смещение на варикапеВ и определим ёмкость варикапа

(4. 27)

(пФ)

Максимальное значение нормированной управляющей характеристики на границе характеристики управления

(4. 28)

Зная р2 и Св найдем

(4. 29)

(4. 30)

(пФ)

(пФ)

При характеристическом сопротивлении контура полная ёмкость контура

(4. 31)

(пФ)

С учётом начальной ёмкости варикапа и ёмкости связи суммарная ёмкость контура

(4. 32)

(пФ)

Коэффициент подключения варикапа к контуру

(4. 33)

Коэффициенты, которые определяют крутизну и кривизну характеристики управления.

(4. 34)

(4. 35)

Граница характеристики управления

(4. 36)

=0. 0884

Нелинейность характеристики управления

(4. 37)

Расчет синтезатора частоты

Требуемую нестабильность частоты () обеспечивает ОГ с кварцевой стабилизацией.

Заданную нестабильность частоты может обеспечить «МОКГ-2», параметры приведены в таблице 4.2.

Таблица 4. 2

Тип

генератора

Частота,

МГц

Нестабильность

частоты, суточная

Температура

окружающей

среды

,

В

,

В

P1,

Вт

Масса,

кг

Объем,

л

МОКГ-2

10

1·10-7 за год

-60…+62

-

10…15

2/0,45

0,08

0,65

Шаг сетки частот кГц.

Рассчитаем 1-й делитель фиксированного коэффициента деления:

(4. 38)

Рассчитаем диапазон коэффициентов делителя переменного коэффициента деления соответственно верхнему и нижнему диапазону частот генератора управляемого напряжением:

; (4. 39)

;

; (4. 40)

;

Таблица 4. 3

Наименование ИС

Фирма-изготовитель

Диапазон рабочих частот, МГц

Коэффициенты деления ДПКД

ЧастотаfОГ, МГц

ЕПИТ В

А

В

R

UMA1017M

Philips Semiconductors

50…1250

Общий коэффициент деления 512…131 071

8…2074

5…40

2,7…5,5

Заключение

В курсовом проекте был рассчитан передатчик радиовещания метрового диапазона с ЧМ мощностью 150 Вт. Была поставлена задача — рассчитать передатчик, удовлетворяющий ГОСТу, обеспечивающий требования задания к курсовому проекту, имеющий малое число каскадов, обеспечивающий как можно больший КПД.

При выполнении курсового проекта были учтены и выполнены все требования. Использование полупроводниковых приборов дает свой вклад в конструкцию передатчика (минимальный объем), безопасность эксплуатации (низкие питающие напряжения), большой срок службы, надежность.

Список литературы

1. Радиопередающие устройства/ Под ред. В. В. Шагильдяна. — М.: Радио и связь. 1980.

2. Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В. В. Шагильдяна. — М.: Радио и связь, 1984.

3. Полупроводниковые устройства (справочник)/Под ред. Н. Н Горюнова. -М.: Энергоатомиздат. 1985.

4. Ханзел Г. Е. Справочник по расчёту фильтров / Переведён с англ., под ред. Знаменского А.Е.М. ," Сов. радио", 1974

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой