Защита от сверхтоков и перенапряжений и снижение коммутационных потерь в силовых импульсных преобразователях напряжения

Тип работы:
Реферат
Предмет:
Электротехника


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

Защита от сверхтоков и перенапряжений и снижение коммутационных потерь
в силовых импульсных преобразователях
Станислав РЕЗНИКОВ, д. т. н. Денис ЧУЕВ, к. т. н.
beketova@pr. spetsremont. ru
В статье рассмотрены схемотехнические средства защиты от сверхтоков и перенапряжений и снижения коммутационных потерь в силовых импульсных преобразователях: бестрансформаторных и трансформаторных конверторах, обратимых активных делителях напряжения, инверторах прямоугольного тока и напряжения и регулируемых многофазных инверторах синусоидального напряжения. Они весьма эффективны, базируются на простейших L-C-D-цепочках и представляются полезными для широкого круга разработчиков.
Источники сверхтоков и потерь на включение
На рис. 1 показаны основные источники сверхтоков и потерь на включение транзисторов:
а) «сквозной» сверхток в паре УТ-УТ (при несанкционированной синхронизации) —
б) «сквозной» сверхток в паре УТ-УБ (из-за инверсной проводимости предварительно проводящего диода) —
в) сверхток при подключении источника напряжения к трансформаторно-выпрямительному блоку с емкостным фильтром (из-за малой индуктивности рассеяния трансформатора) —
г) аналогичный сверхток из-за инверсной проводимости предварительно проводящего выпрямителя с индуктивным фильтром.
Источники перенапряжений и потерь на выключение
На рис. 2 приведены основные источники перенапряжений и потерь на выключение транзисторов:
а) перенапряжение на транзисторе при выключении индуктивно-активной цепи-
б) перенапряжение на транзисторе при выключении трансформаторно-активной нагрузки (из-за индуктивности рассеяния) —
в) перенапряжение на диоде при включении транзистора в цепи диод-демпфирующий дроссель (УБ-Ьд) после окончания запирания предварительно проводящего диода-
Рис. 3. Эквивалентная схема силового диода сучетом эффекта рассасывания носителей при инверсной проводимости (эффекта «захлопывания»)
кУТ2
Рис. 4. Защитно-демпфирующие L-C-D-цепочки (ЗДЦ): а) первого типа- б) второго типа
г) аналогичное перенапряжение на диодах
выпрямителя.
На рис. 3 представлена упрощенная эквивалентная схема силового диода с учетом эффекта рассасывания носителей при инверсной проводимости (эффекта «захлопывания»). В течение промежутка времени инверсной проводимости, то есть времени рассасывания носителей обратное сопротивление диода приближенно можно считать малым и постоянным (Иинв), что вызывает быстрый рост тока в демпфирующем дросселе Ьд (или в индуктивности рассеяния трансформатора Ь5). По окончании процесса запирания диода это сопротивление резко увеличивается до величины Иобр, что приводит к перенапряжению на диоде из-за ЭДС самоиндукции в Ьд (Ь5).
Защитно-демпфирующие L-C-D-цепочки
На рис. 4а приведена схема защитно-дем-пфирующей Ь-С-Б-цепочки (ЗДЦ) первого типа, предназначенной для транзисторно-диодных пар (УТ-УД) [1, 2]. В исходном состоянии УТ заперт, по УБ течет прямой ток 1(0), С2 заряжен, С1 разряжен до нуля. После отпирания УТ его ток нарастает по цепи демпфирующего дросселя Ьд, снижающего величину амплитуды инверсионного тока УБ и уменьшающего потери на включение. Одновременно конденсатор С2 колебательно разряжается до нуля сначала по цепи УТ-Ьд-УБ-УБ12, а после «захлопывания» УБ —
по цепи УТ-Ьд-С1-УБ2. В момент обнуления напряжения на С2 отпирается диод УД3, и Ьд сбрасывает остаток энергии, дозаряжая С1. Таким образом, к моменту очередного запирания УТ конденсатор С2, шунтирующий УТ, разряжен, что позволяет снизить потери на выключение УТ. Далее конденсатор С1 разряжается в цепь силового дросселя и нагрузки через УБ1.
На рис. 4б показана ЗДЦ второго типа [2, 3, 4], предназначенная для транзисторных пар (УТ1-УТ2). В ней совмещены мостовая демпфирующая цепь (УБ3 4 5, С2 3, Ь), предложенная в [2, 3], с пассивной демпферно-коммутационной цепочкой (С1, Ьр, УБ12), осуществляющей рекуперацию энергии сглаживающего или защитного дросселя Ьс (з) во входной фильтр (Сф), предложенной в [4] и защищенной приоритетом РФ. В цепи двух последовательно соединенных транзисторов устанавливается сглаживающий (звено постоянного тока) или защитный (от сквозных «сверхтоков») дроссель Ьс (з), зашунтирован-ный конденсаторно-диодной цепочкой (С1-УБ1), общая точка которой через дроссель рекуперации (Ьр) соединена со вторым электродом силовой цепи транзистора и с первым выводом фильтрового конденсатора (Сф), а через диод (УБ2) — со вторым его выводом. Примем величину относительной длительности управляющего импульса у = 0,5 постоянной. В исходном состоянии УТ1 заперт, С1 заряжен до величины (иП/2-ДИ), С2иС3 — разряжены, ток 1(0) дросселя Ьс (з)
уменьшается по цепи С1-УБ1, дозаряжая С] до величины (иП/2+Ди), а ток 1р (0) дросселя Ьр уменьшается по цепи УБ2-Сф. После отпирания УТ1 помимо тока по цепи Ьс (з) по транзистору начинает течь ток, определяющий колебательную зарядку конденсаторов С2 и С3 от Сф и С1 через УБ5 и Ь до напряжений на каждом приблизительно ип. Кроме этого, происходит частичная разрядка С1 до напряжения ИП/2-ДИ по цепи УТ1-Ьр с нарастанием тока в Ьр. В первый момент после запирания УТ1 напряжение на нем отсутствует благодаря шунтированию цепью из последовательно соединенных С1-С2(С3)-Сф с напряжениями на них +иП/2- -ип — +иП/2 соответственно. Этим достигается снижение потерь на выключение. Заметим, что цепь С1-УТ1-Ьр-УБ2-Сф представляет собой инвертирующий конвертор, который при относительной длительности управляющего импульса у = 0,5 и условии непрерывности тока в Ьр автоматически выполняет соотношение
ис1 = исф^=исф=^, у 2
осуществляя при этом рекуперацию коммутационной энергии дросселя Ьс (з) во входной фильтр.
И наконец, возможен вариант комбинации ЗДЦ первого и второго типов (ЗДЦ1-П).
Далее рассмотрим наиболее рациональные варианты применения ЗДЦ в схемах основных силовых импульсных преобразователей.
Бестрансформаторные универсальные повышающее-понижающие ШИМ-конверторы
На рис. 5 показаны три основные схемы бестрансформаторных универсальных повы-шающе-понижающих ШИМ-конверторов: двухключевого с однополярной общей точкой (рис. 5а) — инвертирующего с разнополярной общей точкой (рис. 5б) и схемы Поликарпова-Кука (рис. 5в) [5]. В этих схемах использованы ЗДЦ первого типа.
Если в первой схеме УТ1 выключен, а УТ2 работает в режиме ШИМ, то квазиустановив-шийся режим с условием непрерывности тока в дросселе Ь определяется понижающим соотношением: и2 = уИ1, где у — относительная длительность импульса управления. Если УТ2 постоянно открыт, аУТ1 работает в режиме ШИМ, то соотношение становится повышающим:
и2=и17^-.
1-у
Вторая и третья схемы практически равносильны по массогабаритным показателям и по функциональному соотношению вход/ выход:
и2=и17^-.
1-у
Рис. 5. Схемы бестрансформаторных универсальных повышающе-понижающих ШИМ-конверторов с ЗДЦ: а) двухключевой с однополярной общей точкой- б) инвертирующий с разнополярной общей точкой- в) схема Поликарпова-Кука
Рис. 6. Обратимый бестрансформаторный инвертирующий конвертор или обратимый регулируемый активный делитель напряжения (АДН) с ЗДЦ первого типа
Заметим, что первая схема также может обеспечить последнее соотношение, если синхронизировать ШИМ-режим УТ1 и УТ2. При этом в отличие от двух последних схем будет обеспечена однополярная общая точка входа с выходом.
На рис. 6 приведена схема обратимого бес-трансформаторного инвертирующего конвертора, способного выполнять и функцию обратимого регулируемого активного делителя (умножителя) напряжения (АДН). В ней также используются ЗДЦ первого типа.
Инверторы прямоугольного тока и напряжения
На рис. 7 представлены полумостовой и мостовой инверторы прямоугольного тока (рис. 7а) и напряжения (рис. 7б) с ЗДЦ первого типа. Переход от полумостового варианта к мостовому предполагает замену трансформатора Тр на Тр1 в первой схеме и перемычки П на П1 — во второй. Такая замена удваивает число транзисторов, сохраняя их рабочее напряжение, и соответственно — установленную выходную мощность преобразователя.
Следует однако указать, что в мостовой схеме инвертора напряжения (рис. 7б) желательно в цепи перемычки П1 использовать уравнительный конденсатор Сур с малым рабочим напряжением для исключения насыщения трансформатора из-за статической или динамической несиммет-рии вольт-секундных параметров при различных полярностях. Указанная несимме-трия особенно часто проявляется при регулировании (ШИМ, ЧИМ или АИМ). Инверторы тока, а также полумостовой вариант инвертора напряжения свободны от этого недостатка.
На рис. 8 приведены схемы полумостовых и мостовых нерегулируемых инверторов прямоугольного тока с комбинированными ЗДЦ первого и второго типа: с раздельными транзисторами (рис. 8а) и с модульными парами транзисторов (рис. 8б). Особенностью обоих мостовых вариантов (с пунктирным дополнением) является сохранение при этом всего двух ЗДЦ.
Варианты второй схемы (рис. 8б) представляют особый интерес благодаря возможности использования модульного исполнения транзисторных пар (или всех четырех).
Регулируемые трансформаторные конверторы
На рис. 9 приведены два варианта схем регулируемых трансформаторных конверторов:
а) на базе регулируемого инвертора прямоугольного напряжения с ЗДЦ первого типа и трансформаторно-выпрямительного блока с защитным конденсатором (Сз) и Ьф-Сф-фильтром-
Рис. 8. Полумостовой и мостовой нерегулируемые инверторы прямоугольного тока с комбинированными ЗДЦ первого и второго типа: а) с раздельными транзисторами- б) с модульными парами транзисторов
Рис. 9. Регулируемый трансформаторный конвертор:
а) на базе регулируемого инвертора прямоугольного напряжения с ЗДЦ первого типа и трансформаторно-выпрямительного блока с защитным конденсатором ^3) —
б) на базе нерегулируемого инвертора прямоугольного тока с комбинированным ЗДЦ, трансформаторно-выпрямительного блока и регулируемого конвертора
б) на базе нерегулируемого инвертора прямоугольного тока с комбинированными ЗДЦ, трансформаторно-выпрямительного блока с емкостным фильтром (Сф1) ирегули-руемого понижающего конвертора.
Первая схема существенно проще, благодаря чему может быть рекомендована к широкому применению. Вторая схема представляется более рациональной в случае, когда зажимы источника питания (±ип) на-
ходятся под высоким и к тому же резко осциллирующим потенциалом относительно «земли» (корпуса), например, когда конвертор входит в состав высоковольтного делителя напряжения, состоящего из 2п конден-
N *-•
Рис. 10. Регулируемый трехфазный инвертор синусоидального напряжения на базе АДН и ЗДЦ первого типа
саторов и п последовательно соединенных по входу аналогичных конверторных модулей. В этом случае весьма желательным является отсутствие единой регулирующей и синхронизирующей схемы управления инверторами, в которых для управления УТ1.2 могут быть применены взаимонезави-симые генераторные драйверы.
Регулируемый трехфазный инвертор синусоидального напряжения
В [6, 7] рассмотрен новый принцип построения инверторов синусоидального напряжения на базе трех активных делителей с «плавающими потенциалами» средних точек. В качестве каждого из таких активных делителей напряжения может выступать АДН, приведенный на рис. 6.
На рис. 10 представлена схема регулируемого трехфазного инвертора синусоидального напряжения на базе трех АДН (АДНа в с) и ЗДЦ первого типа. Нейтраль может быть реализована с помощью аналогичного четвертого АДН (АДН0). Приведенная схема позволяет получить синусоидальное напряжение
с малым коэффициентом нелинейных искажений и с возможностью амплитудно-частотного регулирования в широких диапазонах.
Заключение
Рассмотренные схемные решения для защиты от сверхтоков и перенапряжений, а также для снижения коммутационных потерь в силовых импульсных преобразователях представляют собой простые пассивные Ь-С-Б-цепочки, обладают существенной эффективностью и могут быть использованы во всех основных типах преобразователей:
а) бестрансформаторных и трансформаторных конверторах-
б) обратимых активных делителях напряжения-
в) инверторах прямоугольного тока и напряжения-
г) регулируемых по амплитуде и частоте многофазных инверторах синусоидального напряжения.
Схемы представляются полезными для широкого круга разработчиков силовых импульсных преобразователей. ¦
Литература
1. Транзисторные преобразователи электрической энергии. М.: Изд-во МАИ. 2001.
2. Глебов Б., Лебедев А., Недолужко И. Расчет с помощью SPICE демпфирующих цепочек для транзисторных ключей преобразователей напряжения // Силовая электроника. 2005. № 4.
3. Глебов Б. А. Бесконтактное коммутационное устройство. А. с. СССР № 1 122 562, Кл. НОЗК17/64. 1984. Бюл. № 33.
4. Резников С., Чуев Д., Бутенко П., Савенков А., Кузеный С., Бекетова А. Энергоэкономичные нерегулируемые инверторы пассивными демпферно-коммутационными цепочками // Технологии в электронной промышленности. 2005. № 5.
5. Кук С. Новый DC/DC-преобразователь с нулевыми пульсациями и интегрированными магнито-проводами // Силовая электроника. 2004. № 2.
6. Резников С., Булеков В., Болдырев В., Бочаров В. Новый принцип обратимого выпрямительно-инверторного преобразования с ШИМ-коррекцией мощности // Силовая электроника. 2005. № 1.
7. Резников С. Б. Самолетная система электроснабжения квазипостоянного повышенного напряжения // Авиакосмическое приборостроение. 2004. № 4.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой