Синтез базовой математической модели в виде модифицированной рекуррентной нейронной сети электромеханической системы с не полностью известной структурой

Тип работы:
Реферат
Предмет:
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

7. Бессонов Л. А. Теоретические основы электротехники. Электромагнитное поле / Л. А. Бессонов. -М.: Высшая школа, 2003. — 317 с.
8. Короткие сети и электрические параметры дуговых электропечей: справочник. / [Данцис Я. Б., Кацевич Л. С., Жилов Г. М. и др.]. — [2-е изд.]. — М.: «Металлургия», 1987. — 320 с.
9. Килимник И. М. Повышение эффективности обработки информации при регистрации контролируемых параметров в системах автоматического управления / И. М. Килимник, Д. С. Ярымбаш // Радюелекгротка. 1нформатика. Управлшня. -2007. -№ 1(17). — С. 68−73.
Стаття надiйшла до редакцп 13. 07. 2010 р.
Яримбаш С. Т., Килимник I. М., Яримбаш Д. С. Особливост визначення napaMeTpiB електричноТ схеми замщення шчно'-Т пе™ ne4i фаф^ацп змшного струму
Запропоновано методику синтезу схеми замщення п'-чно)'-петл'-1 печ'-1 граф'-таци для оцнки струморозподлу в И елементах, активних втрат та показникв енергоефективностi сис-теми. Виконано порiвняння результат'-?в моделювання з експериментом. Ключов'-1 слова: метод синтезу, пчна петля, пч графтацп, струморозподл, активн втра-ти, енергоефективнють.
Yarymbash S., Kylymnyk I., Yarymbash D. Specific determination of equivalent circuit parameters in the furnace loop of the AC graphitizing furnace
The method of equivalent circuit synthesis proposed for the graphitizing furnace loop permits to assess current distribution in its elements, resistance loss and energy efficiency of the system. Simulation and experimental results are compared.
Key words: method of synthesis, furnaces loop, graphitizing furnace, current distribution, resistance loss, energy efficiency.
УДК 621. 314
А. А. Шавёлкин, канд. техн. наук Донецкий национальный технический университет
ГИБРИДНЫЙ МНОГОУРОВНЕВЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ НА БАЗЕ ЧЕТЫРЕХУРОВНЕВОГО ИНВЕРТОРА
НАПРЯЖЕНИЯ
Рассмотрены основные принципы реализации гибридного многоуровневого преобразователя частоты на базе четырехуровневого инвертора напряжения с «реактивной ячейкой» в выходных фазах при соотношении уровня напряжения в звене постоянного тока базового инвертора и «реактивной ячейки» 3:1. Приведены результаты моделирования предложенных решений.
Ключевые слова: несимметричный гибридный многоуровневый инвертор, релейный регулятор, реактивная ячейка, предварительная модуляция.
Введение
В настоящее время применительно регулируемого электропривода среднего напряжения (6−10кВ) наиболее полно соответствуют стандартам многоуровневые преобразователи частоты (МПЧ). Вместе с тем, существует известное противоречие: высокие показатели вход-выход достигаются при сложной схеме (каскадный МПЧ на напряжение 6 кВ имеет 60 или 72 ЮБТ и трансформатор с 15 или 18 комплектами вторичных обмоток) и соответствующей стоимости, что оправдано толь© А. А. Шавёлкин 2010 р.
ко при мощностях свыше 2 МВт. Наиболее распространенный, простой и относительно недорогой вариант МПЧ базируется на схеме трехуровневого автономного инвертора напряжения (ТАИН) [1]. Качество их выходного напряжения не соответствует стандарту, и предполагает использование громоздких фильтров.
Поэтому актуальной проблемой является поиск компромиссных решений, обеспечивающих высокие энергетические показатели при минимизации схемных решений, что способствует повышению эффективности применения МПЧ.
Компромиссное решение связывают с применением гибридных схем [1−5], которые обычно базируются на схеме ТАИН с дополнительными однофазными мостовыми автономными инверторами напряжения (ДАИН) в выходных фазах. Наибольшие возможности гибридных МПЧ (ГМПЧ) достигаются при различных напряжениях базового ТАИН и ДАИН. Если исключить потребление активной мощности от ДАИН, он может использоваться без источника [1−5] как «реактивная ячейка» (РЯ). Обмен реактивной мощностью с нагрузкой обеспечивает конденсатор на входе ДАИН. Решения с ДАИН в режиме РЯ при соотношении напряжений одного уровня источника базового ТАИН и ДАИН 3:1 рассматриваются в [1−5]. Однако качество выходного напряжения ГМПЧ не дотягивает до стандарта и при максимальной амплитуде значение коэффициента гармоник (ТИБ) составляет порядка 9%. При использовании существующих приборов с напряжением до 6,5 кВ возможности ГМПЧ на базе ТАИН также ограничены по выходному напряжению до 4,16 кВ. Повышение напряжения предполагает последовательное соединение ключей.
Для задания режима РЯ используется модуляция задания третьей гармоникой [4] или модуляция третьей и девятой гармоникой [1]. В [3] рассматривается векторная ШИМ с использованием дублирующих (избыточных) состояний пространственного вектора напряжения. В [2] рассматривается реализация «реактивной ячейки» как последовательного активного фильтра. Все решения предполагают использование ШИМ для базового ТАИН и РЯ. Однако высоковольтные полупроводниковые приборы имеют значительные потери на переключение, что делает неэффективным использование метода ШИМ.
Последовательного соединения ключей при напряжении 6 кВ можно избежать при использовании в качестве базового четырехуровневого инвертора (ЧАИН), в схеме которого 18 ключей (в базовой схеме ТАИН 12 ключей). Использование кратности напряжений одного уровня ЧАИН и РЯ 3:1 позволяет увеличить количе -ство уровней выходного напряжения МПЧ и улучшить его качество. Возможность уменьшения количества переключений ключей при использовании квантования по уровню показана в [5].
При практической реализации ГМПЧ на базе ЧАИН также возникает ряд проблем, которые нуждаются в исследованиях и проработке. Это связано с особенностью схемы ЧАИН, в которой отсутствует нулевой вывод источника и касается задания режима работы РЯ, структуры звена постоянного тока, методики расчета параметров схемы.
Цель работы
Исследование возможностей реализации ГМПЧ на базе ЧАИН с каскадным включением РЯ в выходных фазах.
При этом необходимо решить следующие задачи:
— разработать математическую модель и сформулировать принципы задания режима работы ДАИН при минимуме переключений ключей ЧАИН-
— исследовать принципы реализации звена постоянного тока для обеспечения качества входного тока МПЧ-
— разработать методику расчета параметров схемы-
Изложение основного материала
Схема фазы ГМПЧ с ДАИН на выходах базового ЧАИН приведена на рис. 1. Звено постоянного тока включает три источника постоянного тока (ИПТ) — выпрямители с питанием от изолированных обмоток трансформатора. Принимаем напряжение РЯ и = 1, соответственно, один уровень напряжения ЧАИН 3 и = 3. С учетом этого выходное напряжение фазы МПЧ может принимать значение (относительно зажима ЧАИН 0) от -1 до 10.
Рис. 1. Фаза ГМПЧ
Чтобы обеспечить симметрию загрузки элементов схемы, формируемое напряжение рассматриваем относительно искусственной средней точки, которая соответствует половине общего напряжения ИПТ, т. е. (3 + 1,5)U=4,5U. При этом максимальное количество уровней напряжения фазы МПЧ составит 11, что эквивалентно схеме каскадного МПЧ с 5 АИН на фазу при 60 ключах в схеме (МПЧ типа «Perfect Harmony»).
Использование Р Я ограничивает возможности МПЧ по напряжению. Активная мощность передается ЧАИН и определяется первой гармоникой его выходного напряжения. Предельное значение амплитуды первой гармоники напряжения МПЧ при трех уровнях (0,±(3+1,5)U)
4 П
составляет [6]: Am1 = Um (1) = - 4,5U cos (-) = 5,53U.
При выходном линейном напряжении U = 6 кВ ам-
плитуда фазного ифт=4898 В. Соответственно при, А ,=5,2 и значение и =& quot-4898/5,2 = 942 В, 3 и = 2826 В. Та-
т1 '- '- '-
ким образом, в РЯ можно использовать ЮБТ на 1,7кВ или 2,5кВ, в ЧАИН приборы класса 5,5−6,5кВ.
Рассмотрим реализацию принципа квантования по среднему уровню (рис. 2). Напряжение задания
изад1 = (и зад)^ёп (изад) сравнивается по уровню с напряжениями квантования икв. = 0, 1, 2, 3, 4, 5. По достижению соответствующего значения (углы 60 = 0, 0 0 03, 04, 05) осуществляется переход на очередной уровень. Приведем каждому уровню в соответствие логические переменные и и и2, из, и, и Напряжение ЧАИН принимает три значения 0, 3, 6, 9, которым соответствуют логические переменные М0, М, М, М. Напряжение Р Я можно представить как:
и1 = [-(и0 А и 1) + (и2 А из) -- (из, А и4) + и5^1Ип (изад)¦
(1)
Для обеспечения на выходе ЧАИН каждого из 4 уровней необходимо обеспечить отпирание соответствующей комбинации ключей в фазе (рис. 1):
— нулевому уровню М0 соответствует отпирание К4,
К5, К6-
— первому уровню (3 и) М1 — К3, К4, К5-
— второму уровню (6 Ц) М2 — К2, К3, К4-
— третьему уровню (9 и) М3 — К1, К2, К3- Сигналы управления для ключей ЧАИН:
?1 = М3, ?2 = М3 v М2,
?3 = М3 v М2 v Мь = М1 v М0 ,
Я4 = М2 v М1 v М0, Я6 = М0. (3)
Рассмотрим использование модуляции задания 3-й и 9-й- гармониками. При этом:
и зад = +3 $т30 + 0.
(4)
где 0 = ъ^, ю- угловая частота основной (первой) гармоники выходного напряжения, А, А3, А — амплитуды первой, 3-й- и 9-й- гармоник.
Активная мощность Р передаваемая ДАИН при синусоидальном выходном токе определяется первой гармоникой его напряжения и1(1). Равенство Р1 = 0 предполагает и1(1)=0.
Математическая модель фазы МПЧ разработана с учетом следующих факторов. Уровень квантования иКш ='- 0 = 0,1,2.. 5). При возрастании иЗАДи иЗАД& gt- иКВ. осуществляется переход на следующий уровень, чему соответствует угол и. в, при убывании иЗАД и иЗАД& lt- иКВ. осуществляется переход на предыдущий уровень, чему соответствует и. г Одному уровню может соответствовать несколько и. (] & lt- 5 — номер угла на интервале 0 — п/2), где формируется переход на очередной уровень. В зависимости от амплитуды гармоник (4) иЗАд может менять полярность по отношению к напряжению основной гармоники. При наличии на интервале (0, п/2) отрицательных участков иЗАд проверяется условие | иЗАД & gt-иКВ. — соответствующие значения углов и.^ Принимаем ограничение, что амплитуда напряжения иЗАД на интервалах, где оно изменяет полярность по отношению к основной гармонике не превышает 2,5. По известным значениям и., и и. м определяется относительная амплитуда к-й гармоники напряжений ДАИН (индекс -1), напряжения фазы БАИН (индекс -3) и общее фазы МПЧ:
Рис. 2. Принцип формирования выходного напряжения фазы ГМПЧ
Приведем функции & amp-1?п (иЗАд) в соответствие логическую переменную 51. Тогда для логических переменных описывающих состояние ЧАИН получаем:
и-
4
1 т (к)
=- [ ?1 + (- 2 соб к0
кп
(0+3п) ]В
п=0
+ 2собк0(0+3п)]? + со5к0(1+3п)]В —
— собк0(1+3п)]У + собк0(2+3п)]В —
— собк0(2+3п)]? — ^1(к)]
(5)
М2 = и0 а и 3 а 51, М3 = и3 а ?1, М1 = и0 а П3 а 51. (2)
+
N1(k) = coskG1 jNB -coskG1 jNY + + cos k02 jNB — cos k®2jNY, 4
U3m (k) =-3[0,5(-1 + 2cos"Gqjb -- 2COSk0Q jy) + cosk03 jb — cosk03 jy ],
U m (k) = U1m (k) + U 3m (k)•
(6)
(7)
В [5] предложено для стабилизации напряжения конденсатора РЯ использовать релейный принцип регулирования. При этом расчет производится из условия (7 =±(0,03−0,05), т. е. каждому значению, А приводится в соответствие две комбинации А3+, А9+ и А3, А9. Таким образом, обеспечивается возможность уменьшать (при им1) & gt- 0 конденсатор разряжается) или увеличивать напряжение на конденсаторе (при и & lt-0 конденсатор заряжается). Чтобы сузить область решений принято фиксированное значение А3 = 0,15А. Это позволяет достигнуть наибольшего Амах (эффект перемодуляции) без ухудшения гармонического состава напряжения МПЧ. При наличии нескольких решений выбор осуществляется из условия минимального ТИБ. На основании расчета получены зависимостиА9+ =/(А) иА9_=/(А).
Входной ток МПЧ
На рис. 3 приведены зависимости относительного (к амплитуде выходного тока МПЧ I) значения тока выпрямителей I1 = /(А), I1 = /(А). При трех ИПТ возможно: использование 18-ти- фазной схемы выпрямления и вариант [7], когда для крайних ИПТ (1, 3) используют 12-ти- фазную схему выпрямления, а средний ИПТ (2) питается от комплекта обмоток трансформатора со сдвигом напряжений 15 ° относительно других выпрямителей. Третий вариант 24-х- фазная схема, при этом средний ИПТ составной из двух последовательно соединенных выпрямителей (2, 3), образующих 12-ти-фазную схему выпрямления. Крайние ИПТ (1,4) также образуют 12-ти- фазную схему выпрямления. Входные напряжения 12-ти- фазных выпрямителей сдвинуты между собой на 15 °. Входной ток МПЧ в соответствии с методикой [6] для 18-ти- фазной схемы выпрямления:
l1A ='-
42e"
nX
У (i * +1
?-I v 1(k)
k=18/±1
*
2(k)
+ I))cos k (ut +
3(k)
+ У а" cos (krot + ф")
k Ф18/±1
Ak =
* * * О
(12(k) — 0& gt-5(I *(k) + 13(k)))2 +
* * О
+ °& gt-75(IKk) -13(k))2
Ф" = arctg ((-1)
/+1У3 (I1(k) — I3(k))
2 12(k) — 0,5(I1(k) +13(k))
), (8)
1
0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0
Id2
, I1dl3n
'- i г т
A
1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5
Рис. 3. Загрузка источников по току
где 1*Кку 1*щу — базисные значения [6] к гармоники (к = 61 ± 1) входного тока соответствующих выпрямителей, п — коэффициент трансформации трансформатора, Х — индуктивное сопротивление фазы входной цепи выпрямителя.
Базисные значения для токов трехфазного мостового выпрямителя (ТМВ) [6]:
I* ~Ia.
E
1m
(9)
где Е. — амплитуда ЭДС фазы источника переменного
тока.
Все значения задаются в функции относительного
значения выпрямленного напряжения и^ =
Ud
4^E1m
Так для интервала иа = (0,845−0,95):
* 2 I* = 2,7408и2 — 6,6776ий + 3,8788,
* 2 !(!) = 1,9795и2 — 4,9004и^ + 2,8762. Для интервала
и== (0,95−0,995):
I* = 2,0018и3 — 2,05и^ 2 — 1,8994и1 +1,9477 ,
* 3 2
!(1) = -7,6898и3 — 25,497и2 — 27,94и^ +10,13.
Относительные значения гармоник тока ТМВ
I (к) =) /!(1) приведены на рис. 4.
Первая гармоника /*(1) определяется первым слагаемым (8). При одинаковой загрузке ИПТ1 и ИПТ3 получаем для к гармоники (к = 5, 7, 11, 13):
* 1 * 1 * ^(к) = Ак =12(к)12(1) — Ь (к)Л®.
1 * *
Значение к гармоники общего тока I (к) = I (к) /1(1).
Так при иЛ3 = 0,93 для пятой гармоники 7'-(5)=0,79%. Подавление 17-й- и 19-й- гармоник отсутствует. ТИБ

+
0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0. 1
0. 84 0. 86 0. 88 0.9 0. 92 0. 94 0. 96 0. 98 1 1. 02
Рис. 4. Зависимости I'- f (ud)
входного тока (учитывались гармоники с порядком до 40) при этом порядка 3,5%, что вполне приемлемо. Однако при снижении, А картина ухудшается, так при, А = 4 значение ТИБ порядка 7%.
Эффективность решения зависит от значения иа или Х, которое определяет I* Так при увеличенииХв 1,5 раза и соответствующем снижении иТИБ составляет порядка 2,8%.
Рассмотрим вариант [7] когда ИПТ1 и ИПТ3 образую 12-ти- фазную схему выпрямления, а выпрямитель ИПТ3 имеет на входе напряжение со сдвигом 15 °). При этом входной ток:
l1A
nX
[ I (I) + (-1)l/))cos ^+
l=0
+ II * cos (kroi + - l)]. l=0 2 2
(10)
Для первой гармоники (I = 0):
1*1) = 1*(1) +1*(1) +13(1). Для I = 1,3 (к = 5,7,17,19) г (к) = = I*2(к). Относительное значение к гармоники
1 (к) =1 *к) /1 (*1) =12(к)12(1) /1 *1). Так для 5-й- и 7-й- гармоник относительные значения составляют, соответственно, 11% и 3,18%. Для I = 2 (к = 11,13) Р (/с) = = (21*1(к/*1(1)-1*2(к/*1(1))/1*(1). Для 11-й- гармоники 7^=2%. В 24-х- фазной схеме выпрямления входной ток:
г1А =¦
J2e"
[I С1 Kk) + (-1)114(k))C0S кш + l=0
nX l 0
• * - --1 «* П
Z* / Ж 1L
(12(k) + (-1)11 ±l)]
l=0
3(k)'-
(11)
Практически полное подавление высших гармоник достигается при нечетных I = 1, 3, 5,. (5-я, 7-я, 17-я, 19-я гармоники). При I = 2 первое и второе слагаемые (11) изменяются в противофазе — имеем для к гармоники:
1 * 1 * 71 = 2(I1(k)А (1) -12(к)12(1)) I1(k) =-=-
. Таким образом, подав-
I
(1)
ление для этих гармоник частичное, так /'-(11)=1,55%. При 1=4 (23-я и 25-я гармоники) подавление отсутствует. ТИБ входного тока при этом порядка 3,8% (А = 5,3). Важным моментом является то, что со снижением, А ТИБ если и ухудшается, то незначительно, так при, А =4 ТИБ = 2,7%, при, А = 2 ТИБ = 5,22%. Коэффициент гармоник при значениях, А близких к максимальному можно уменьшить, если увеличить сопротивление вторичных обмоток трансформатора выпрямителей 2, 3, так при увеличении Х2 вдвое при, А = 5,3 ТИБ=2,8%.
Последний вариант обеспечивает наилучшее качество входного тока МПЧ.
Загрузка ключей по току
Значения токов ключей ЧАИН и РЯ при, А МАХ = 5,3 и соБф = 0,9 приведены, соответственно но, в табл. 1 и табл. 2.
Таблица 1 — Токи ключей ЧАИН
Ключ VT1 VT2 VT3 VD4 VD5
I/Im 0,46 0,496 0,5 0,186 0,068
ICP/Im 0,25 0,303 0,318 0,053 0,0157
Таблица 2 — Токи ключей РЯ
Ключ VT1 VD2 VD3 VT4
I/Im 0,472 0,165 0,474 0,161
ICP/Im 0,277 0,0411 0,28 0,0385
Расчет потерь в ключах инверторного блока выполнен при мощности МПЧ SHOM = 2,2 МВА и нагрузке -АД (схема соединения статора «Y» с 7ЛН=212А (амплитуда Im=300A)), cos& lt-p = 0,9, n = 0,9. При этом мощность АД РН = 1784 кВт. Рассматривалось использование в ЧАИН RCIGCT типа 5SHX10H6010, в качестве фиксирующих диодов 5SDF04F6004. Для Р Я используются ЮВТтипа 5SNA1200E250100. Потери ГМПЧРО=13 508,2Вт, что по отношению к потерям в ТАИН с ШИМ при частоте модуляции 1000Гц составляет 59%. В сравнении с ГМПЧ на базе ТАИН [4] потери составляют 99,7%.
Расчет емкости конденсаторов производится исходя из значения коэффициента пульсаций напряжения КП (КП & lt- 0,05), которые обусловлены переменными составляющими тока конденсаторов. Для конденсаторов крайних ИПТ определяющей является 3-я гармоника (относительно частоты выходного напряжения ю) тока,
для среднего 6-я гармоника тока. Для Р Я при и (1) = 0 наибольшее влияние оказывает 2-я гармоника тока конденсатора, обусловленная 3-й гармоникой выходного напряжения ДАИН [4]:
m (2)
Um (3) Im (1)
2U
(12)
Определяющим фактором также является ю. Полагаем, что ю прямо пропорциональна А. Относительные значения емкости для конденсаторов ЧАИН определены через относительное значение амплитуды 3-й и 6-й гармоник тока ^^ = /(А) и I*d2m (6) = /(А):
Ci =
1 *d1m (3) AMAX
3 • A
C2 =
1 *d2m (6) AMAX
6 • A
(13)
Для ДАИН используется относительное значение 3-йгармоники
U *
m (3)
Um (3) = f. (A), C* = U *m (3) AMAX. (14)
U
2 • 2 A
Значение емкости конденсаторов ЧАИН:
C = C
I
m (1)
3U • roMAX • КП
(15)
ДляРЯ:
C = C *-
I
m (1)
и '- юМ4Х '- КП
В соответствии с расчетом при соБф = 0,8 максимальные значения емкости С*1=0,163, С*2=0,065, С*=0,17. Принимаем АМХ=5,3, юМАХ= 60 Гц, КП= 0,025, и = 942 В, ! =300 А, тогда значения емкостей конденсаторов: С1==11 536 мкФ, С2 = 4600 мкФ, С = 36 093 мкФ.
Моделирование результатов работы осуществлялось в программном пакете МайаЪ на К-Ь нагрузку. С этой целью была разработана соответствующая модель МПЧ. В качестве входного многообмоточного трансформатора использовалась модель из параллельно соединенных по входу двухобмоточных трансформаторов со схемами соединения «У», «Д», «зигзаг» при соответствующем пересчете их параметров. Модели базового ЧАИН и РЯ реализованы из отдельных ключей с блоками управления, реализующими разработанные алгоритмы. Для оценки и анализа параметров использованы стандартные функции. На рис. 5 приведены осциллограммы тока и напряжений фазы нагрузки, МПЧ, ЧАИН и РЯ при, А = 5 и, А = 1. Значения ТНБц и ТНБ1 при этом соответственно 6,03%, 0,54% и 27,7%, 1,84% (при учете 200 гармоник). При Амах = 5,3 ТНБи = 5,03% и ТНБ= 0,55%.
2000 0
-2000
6000 4000 2000 0
6000 4000 2000 0
500
0
-500
0. 04
0. 045
штдш
0. 05 0. 055 0. 06 0. 065 0. 07
500 0
-500 —
5000 —
Uli 1 '-4. 1
П /Л JI 1 J 1 J 1 1 Г 1 i _ n 1______L 1 Г l П Л п 1 t 11 Wi г i1 T 1 Г 1 Г l J WW 1 1 _____1 П _ Jl П Л M Г l г1 пи Li t_г i l_r 1 1 1 1
J 1 Ji| _ J1 _ LL l i fl 1 1 11 1 1: rbrw irjA1 1 1 Wr
in Mr! тмщ™
4000 2000
5m0i -5001
Рис. 5. Осциллограммы напряжений и токов ГМПЧ
Выводы
1. Подтверждена эффективность использования модуляции задания третьей и девятой гармониками для задания режима РЯ в схеме гибридного МПЧ в соответствии с заранее заданными зависимостями амплитуд гармоник исходя из минимально возможного значения THD. Формирование выходного напряжения МПЧ осуществляется при квантовании по среднему уровню, что обеспечивает минимальное количество переключения ключей инверторов и снижение потерь в ключах.
2. Получены зависимости для амплитуд модулирующих гармоник в функции амплитуды выходного напряжения.
3. Показана целесообразность использования в звене постоянного тока 24-х фазной схемы выпрямления.
4. Получены соотношения для расчета параметров схемы МПЧ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Veenstra M. Control of a Hybrid Asymmetric Multilevel Inverter for Competitive Medium-Voltage Industrial Drives / M. Veenstra, A. Rufer // IEEE Transactions on Industry Applications. — Vol. 41. — 2005. — № 2. -P. 655−664.
2. Cesar Silva. Control of an Hybrid Multilevel Inverter for Current Waveform Improvement / Cesar Silva, Samir Kouro, Julio Soto, Pablo Lezana // IEEE Cambridge Symposium on Industrial Electronics. -2008. — P. 2329−2335.
3. Com^ K. A. Operation and Design of Multilevel
Inverters / K. A. Corzine // University of Missouri. -Rolla. Copyright. — 2005. — 79 р.
4. Шавёлкин А. А. Несимметричный гибридный многоуровневый преобразователь частоты / А. А. Ша-вёлкин // Техшчна електродинамта. Тем. вип. Си-лова електрошка i енергоефектившсть. 1нститут електродинашки НАН Украши. Кив. — 2008. — Ч. 2. -С. 21−26.
Шавёлкин А. А. Принципы реализации «реактивной ячейки» в гибридных многоуровневых преобразователях частоты/ А. А. Шавёлкин // Тем. вип. «Проблеми автоматизованого електропривода. Теор1я i практика» н. -т. журналу «Електроинформ». -Л^в: ЕКОшформ, 2009. — С. 325−326. Шавьолтан О. О. Перетворювальна техшка: навчаль-ний поабник/ О. О. Шавьолкiн, О. М. Наливайко. -Краматорськ: ДДМА, 2008. — 326 с. Пронин М. В. Силовые полностью управляемые полупроводниковые преобразователи (моделирование и расчет) / М. В. Пронин, А. Г. Воронцов — под ред. Крутякова Е. А. // СПб: «Электросила», 2003. — 172 с.
Стаття надiйшла до редакцп 16. 02. 2010 р.
Пiсля доробки 30. 09. 2010
Шавьолкш О. О. Пбридний 6araTopiBHeB^ перетворювач частоти на 6a3i чотир^вневого швер-тора напруги
Розглянуто основн принципи реал'-заци г1бридного багатор'-вневого перетворювача частоти на базi чотирир1вневого? нвертора напруги з «реактивною ком1ркою» у вихдних фазах при спiввiдношеннi рiвня напруги у ланц постйного струму базового нвертору i «реактивно!'- комiрки» 3:1. Приведенi результати моделювання запропонованих рiшень. Ключов'-1 слова: Несиметричний гiбридний багаторвневий нвертор, релейнийрегулятор, реактивна ком рка, попередня модуляц я
Shavolkin A. The hybrid multilevel converter of frequency on the basis of the inverter of voltage with four levels
Main principles of realization of the hybrid multilevel converter of frequency on the basis of inverter of a voltage with the four levels of voltages with «a reactive cell» in output phases are considered at a ratio of a level of a voltage in a link of a direct current of the base inverter and «a reactive cell» 3:1. Results of modeling of the offered decisions are brought.
Key words: the asymmetric hybrid multilevel inverter, relay control, a reactive cell, preliminary modulation.
УДК 621. 314. 63
В. С. Остренко канд. техн. наук Запорiзька державна шженерна академiя
ВИЗНАЧЕННЯ ДОДАТКУ ДО ЗНАЧЕННЯ ТЕПЛОВОГО ОПОРУ СИЛОВИХ НАП1ВПРОВ1ДНИКОВИХ ПРИЛАД1В
Ця стаття присвячена обгрунтуванню методики визначення додатку до значення теплового опору напвпров'-дникового приладу для постйного струму, який дае можливють визна-чити максимальну температуру нап'-тпров'-дниково)'- структури приладу при навантажен? мпульсами струму.
Ключов'-1 слова: силовийнап'-впров'-дниковийприлад, iмпульснийрежим, тепловийопр, визначення додатку, температура структури.
Визначення значення максимально! температури нашвпровщниково! структури силових дюдав та тирис-торiв у заданому струш навантаження е завжди акту-альним, бо надшшсть роботи цих приладiв в значнш
мiрi залежить вщ значення ще! температури.
При робот! дiодiв i тириск^в в режимi випрямляча (тобто при навантаженш iмпульсами струму) на ввднос-но низький часгоп (на частот! 50 Гц та нижче), темпе-
© В. С. Остренко 2010 р.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой