О возможности одновременного усиления нескольких телевизионных каналов широкополосной мощной ЛБВ

Тип работы:
Реферат
Предмет:
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

У
О возможности одновременного усиления нескольких телевизионных каналов широкополосной мощной ЛБВ
Рассматриваются возможности использования в качестве выходного каскада телевизионного передатчика лампы бегущей волны для усиления одновременно нескольких телевизионных каналов. ЛБВ имеет широкую полосу частот и большой коэффициент усиления. Проведено моделирование преобразования многочастотных сигналов, в том числе тестового телевизионного сигнала. Метод анализа — квазистационарный. Лампа задается своими внешними амплитудными и фазоамплитудными характеристиками. Рассмотрен случай достаточно гладких характеристик, которые можно аппроксимировать полиномом невысокой степени. Для заданных требований к полосе высокочастотного сигнала и уровню интермодуляционных помех проведено исследование для оптимального расположения от трех до шести телевизионных каналов в заданной полосе ЛБВ. Рассмотрено также влияние фаз каждого канала на уровень комбинационного фона. Показано, что использование фазовращателя на в четных (или нечетных) каналах, позволяет уменьшить интермодуляционный фон, обусловленный комбинационными составляющими до 5 дБ при одной и той же суммарной мощности. Проведены расчеты нелинейного взаимодействия шести кана-Ключевые аюва лампа бегущей во/мы, лот, получены частоты и уровни комбинационных составляющих при разных мощностях и расстановке
ммоючасютое устыи^ частот каналов. Даются условия для выбора суммарной входной мощности ЛБВ, при которой уровень
ююзисгсц^срнш мвюр, имтермодуляция. интермодуляционных помех будет меньше уровня, установленного стандартом.
Андреевская Т. М. ,
МИЭМ НИУВШЭ
Для повышения экономичности телевизионных передатчиков могут быть использованы мощные широкополосные электронные приборы, такие как лампы бегущей волны. Если ЛБВ имеет полосу частот 320 МГц, и диапазоне 470−790 МГц, то при полосе телевизионного сигнала 8 МГц, в этой полосе можно теоретически расположить до 40 таких телевизионных каналов. Естественно, что при этом качество передачи каждого канала не будут удовлетворять требуемым показателям. Для правильного использования ЛБВ и случае применения многоканального режима, необходимо провести детальное моделирование телевизионных сигналов и процессов их усиления в трактах передатчика и приемника. Такое исследование должно обеспечить возможность выявления и подавления искажений сигналов, определяющих качество изображения и звука уже на стадии проектирования системы. К средствам моделирования предъявляется ряд требований, определяющих эффективность их применения, в том числе универсальность моделирования различных сигналов, единообразие описания разных элементов системы, а также достаточная точность моделирования, которая необходима для выявления даже небольших искажений сиг нала. Так, например, уровень нелинейных искажений оценивается по уровню комбинационных составляющих третьего порядка, который не должен превышать (-53) дБ от уровня синхроимпульса в ряде систем.
Высокий КПД лампы бегущей волны позволит сэкономить потребляемую энергию при одновременной передаче шести телевизионных сигналов по сравнению с передачей одного телевизионного канала с помощью выходного усилителя передатчика с полосой частот, достаточной для передачи одного канала, например при использовании клистронов.
Применение одного мощного выходного прибора в качестве выходного каскада передатчика, имеющего нелинейные выходные характеристики, требуют тщательного анализа для минимизации внутри канальных и междуканальных образований, приводящих к искажением сигнала каждого канала. В частности необходим выбор такой расстановки частот каналов внутри полосы усиления ЛБВ, которая бы уменьшила нелинейное взаимодействие каналов и сохранялось бы принятая для телевизионных систем сетка частот.
6
Известны два больших класса методов расчета нелинейных многочастотных режимов ЛБВ: а) методы, основанные на описании физических процессов нелинейного взаимодействия электронов и поля- б) методы, основанные на применении функционального описания усилительного СВЧ прибора как активного нелинейного четырёхполюсника |1|. Если в первом методе решаются сложные системы дифференциальных уравнений, требующие больших вычислительных ресурсов, то вторые методы не дают возможности оперировать непосредственно с конструктивными и электрическими параметрами ЛБВ. Однако связь функциональных и конструктивных параметров важна, главным образом, при проектировании конкретных типов приборов.
Рассмотрено применение квазистационарных функциональных методов для исследования общих закономерностей нелинейного преобразования сигналов и их особенностей в телевизионных каналах. Для применения этого метода достаточно иметь экспериментально полученные или найденные с помощью физических моделей внешние одночастот-ные амплитудные характеристики ЛБВ
Квазистационарный метод основывается на описании сложного многочастотного узкополосного сигнала в виде квазигармонического с медленно меняющимися огибающей амплитуд, мгновенной частотой и начальной фазой. Эти медленно меняющиеся функции определяются е помощью преобразования Гильберта [2]. Поэтому основой для анализа являются семейства так называемых амплитудных характеристики (АХ) и фазо-амплитудных характеристик (ФЛХ), параметром которых является частота. Амплитудные характеристики в СВЧ электронике определяются в виде зависимостей выходной мощности или фазы От входной мощности.
В таких приборах СВЧ, как ЛБВ, уз ко полос н ость сигнала понимается как медленность изменения огибающей и фазы по сравнению с временем пролета электронов через замедляющую систему, поскольку принято считать, что за это время в ЛБВ усиливается одно синусоидальное колебание, и рассматривается область усиления в окрестности первой гармоники, так что измеренные амплитудные характеристики дают зависимости амплитуды и фазы для первой гармоники от амплитуды входного колебания. Эти зависимости можно представить в виде
(1)
А^Ю и™ (2
Т-Сотт #10−2014
Л
т
Здесь Р-мощность, Ё -комплексная амплитуда, Дф -разность фа:) между выходным и входным гармоническими колебаниями.
При подаче на вход сложного узкополосного сигнала в соответствии с определением квазистационарности можно записать:
где К1 — комплексный нелинейный коэффициент усиления, приведенный к первой гармонике. Комплексность величины коэффициента усиления обусловлена тем обстоятельством, что в СВЧ диапазоне усилительные приборы обладают не только нелинейной амплитудной характеристикой (1), но и нелинейной фа зо-амплитуд ной зависимостью (2). Применение к в аз и ста ци о н, а ро го метода дает возможность рассматривать достаточно сложные сигналы и системы, удовлетворяющие условию узкополосности.
Амплитудная характеристика Л Б В достаточно хорошо аппроксимируется полиномом нечетных, а фазо-частотная
характеристика — полиномом четных степеней амплитуды: = %?"+ + & lt-4)
?& gt-«<-0 = -СЬ0 + Ь2Е1 + Ъ& lt-Е* + -), (5)
Основные закономерности нелинейного преобразования сложных узкополосных сигналов можно рассматривать, используя полиномы невысокой степени — кубический для АХ и квадратичный для ФАХ. Такое приближение было рассмотрено в работах [2,3] для анализа преобразования двух-частотных сигналов. Здесь оно будет применено для установления более общих закономерностей. Важным для задачи многоканальною усиления является определение относительного уровня комбинационных составляющих (ОУКС) для сигналов, характерных для телевизионных систем. Заметим, что применяемые в качестве выходных каскадов клистроны и ЛБВ имеют достаточно гладкие АХ и ФАХ, что позволяет использовать полиномы для АХ и ФАХ третьей и второй степени соответственно.
Для нахождения ОУКС можно воспользоваться несколькими способами. В первом способе характеристики ЛБВ задаются таблично в виде (1), (2). Далее, используя средства вычислительной техники, для мгновенных значений комплексной амплитуды и частоты входного сигнала рассчитываются значения мгновенной амплитуды и фазы выходного сигнала. Разложение в ряд Фурье дает амплитуды спектральных составляющих входного сигнала [4]. Второй способ удобен при рассмотрении ограниченного числа входных составляющих входного сигнала и небольших степенях полиномов АХ и ФАХ. В этом случае амплитуды сигналов рассчитываются с помощью свертки амплитуд составляющих входного сигнала с коэффициентами ряда Фурье комплексной передаточной амплитудной характеристики
[?ще более упрощается задача, если можно пренебречь изменением ФАХ, а кубическую АХ представить в безразмерном виде [5], выраженную через нормированные к мощностям насыщения АХ лампы амплитуды входного и выходного сигнала: К = 1. 5А"- - 0. 5Х3. Нормированную суммарную мощность обозначим через р^ = Рзгде —
суммарная входная мощность, Р^^с & quot- мощность на входе в
Одночастотном режиме, при которой выходная мощность соответствует мощности насыщения АХ Р"_» «» Мощности
каждой составляющей на входе и выходе нормируются к соответствующим мощностям насыщения.
При исследовании преобразования па кубической безразмерной характеристике многочастотного эквидистантного спектра можно заметить, что комбинационные составляющие с частотами кш± + тш2 (КС2) и
kcj1 + тш2 + псо2 (КОЗ), где к. т, п= ±1, ±2, ±3…, могут попадать как вне спектра входного сигнала, так и суммироваться с амплитудами самих гармоник.
На рис. 1 представлен спектр сигнала на выходе для т = 10, к — 15. Здесь на частоту с номером 5 попадает продукт интермодуляции с номером 2т-к, а на частоту с номером 6 — продукт интермодуляции с номером к-т+1, причем амплитуда последней на 6 дБ больше амплитуды первой.
Fat", ч, дБ о
-15
-30
, I
¦t
Lt,
-i -4
5 6 10 IS 19 20 21
Рис.
29
Например, при воздействии 10-частотно го входного сигнала на кубическую АХ имеет место расширение спектра более чем в два раза, причем на основные гармоники попадают по 4 КС2 на каждую и от 20 до 25 составляющих вида КСЗ.
Для анализа нелинейного преобразования шестиканаль-ного сигнала была выбрана разрабатываемая ЛЬ В, предназначенная для работы в IV-V телевизионных диапазонах. Условие узкополосности приближенно выполняется, т. е. в первом приближении можно использовать к в аз и стационарную модель лампы. Амплитудная характеристика (1), полученная с помощью физического моделирования, хорошо описывается полиномом [3]:
Ет = (45. 6Е" - 0Д78?& amp-} • ехр (46. 28 + 0.3 ЕД) (6)
Расчеты проводились как по формуле (6), так и по безразмерной модели с учетом того, что для данной лампы Р^с = 85,4 Вт, рвшмзс = 79 кВт.
Тестовый телевизионный сигнал одного канала представляется тремя составляющими: яркостной Р, цвегораз-носгнон Р2 = Р + 4,4 МГц и звуковой Р^ = У7! + 6,5 МГц. При исследовании рассчитывались амплитуды основных составляющих и относительные уровни комбинационных составляющих третьего порядка с частотами: 2 Щ — Р2 (КС2) и /П-Р2 (КСЗ), попадающих в полосу частот сигнала. Экспериментальные и расчетные результаты показали, что при соотношении амплитуд несущих 1:0. 1:0.5 на нижнем участке АХ уровень ОУКС2 достигает (-55) дБ, а ОУКСЗ — (-70) дБ, что удовлетворяет требованиям к качеству передачи.
У
Для решения задачи расположения шести каналов в заданном диапазоне частот, был составлен алгоритм процедуры выбора номера местоположения каждого из шести каналов, исходя из получения независимости каналов друг от друга и минимальной полосы группового сигнала в целом. При прохождении через один нелинейный тракт нескольких высокочастотных сигналов возникающие комбинационные составляющие могут попадать также и в область некоторых частот входных сигналов, вызывая искажения и помехи. Чтобы избежать этого, необходимо так выбрать частоты каждого канала, чтобы комбинационные составляющие не имели бы частот, совпадающих со средней частотой канала.
Для определения «правильного» местоположения каждого из шести каналов выдалось значение шага дискретизации полоса частот одного канала. Анализ показывает, что при числе каналов, равном шести, и полосе частот, равной 18… 40 полос канала, максимальное число продуктов интермодуляции второго и третьего порядков, попадающих на один канал, равно двум соответственно, причем распределение частот каналов зависит от варианта расстановки каналов по полосе группового сигнала. Оказывается, что для одновременною независимого усиления соседних каналов нужна более широкая полоса частот, чем при эквидистантном расположении. В этом случае условие узкополосности, определяемое медленностью скорости изменения огибающей, может быть приближенного выполнено, и, следовательно, можно применять квазистационарные модели.
Кроме задачи выбора местоположения заданного или номера какого-либо другого канала, предусмотрена задача определения минимально возможного расстояния между соседними каналами. Показано, что при минимальном расстоянии между каналами кт-п & lt- 4, расположить все шесть каналов независимо на 40 позициях не представляется возможным. При кт{п — 5 программа дает 10 вариантов расположения каналов, при этом, если первый канал (с минимальной частотой) имеет номер расположения п = I, то последний, шестой, имеет номер п = 18, 19, 20 для всех вариантов. При кт1п ~ 6 таких вариантов имеется уже 200, и, естественно, увеличивается номер расположения шестого капала.
Квазистационарный метод позволяет осуществлять предварительный расчет максимального числа продуктов интермодуляции из-за кубического характера амплитудной характеристики, попадающих в полосу частот в окрестности заданных каналов. При числе каналов, равном шести, максимальное число КС2 и КСЗ, попадающих на одну частоту равно двум, причем распределение таких частот зависит от варианта расстановки каналов.
Если разность фаз между каналами равна нулю, то амплитуда максимальной интермодуляционной помехи будет равна шести амплитудам КС2, относительный уровень каждой из которых определяется отношением коэффициентов при кубичном и линейном членах АХ и уровнем амплитуды компонент на входе. Для шести частотного режима с независимой расстановкой каналов суммарная амплитуда КС2 и двух КСЗ будет в шесть раз больше уровня КС в двухчас-тотном режиме.
Для качественного приема телевизионного сигнала требуется, чтобы уровень помех был бы меньше (-46) дБ относительно интенсивности несущей яркости. Это условие можно выполнить, если суммарная входная мощность шес-
ти частот, но го сигнала определяется
неравенством
20рт) & lt- -46. Решая неравенство получаем, что искажения, обусловленные интермодуляциоиными помехами из-за одновременного усиления шести каната, будут в пределах допуска при РЕЯ & lt- 0. 015РЕ^нас.
Для конкретной ЛЬВ с АХ и ФАХ вида (6) выбран вариант расстановки независимых каналов с номерами местоположений: 1,2, 5, !!, 16, 18. Шаг дискретизации по частоте равен 0,5 МГц. Для этого варианта получено распределение комбинационных составляющих, обусловленное преобразованием на кубической характеристике, причем каждый канал был описан тестовым телевизионным сигналом с тремя несущими и распределением мощности между составляющими в канале 1:0. 1:0.5. Парис. 2 показан спектр выходной мощности на выходе шести канальной ЛБВ при входной суммарной мощности 1 Вт.
¦ю о
¦"0. 0
-10.Й.
-10. 0
-ео. о,.
Ьш
100 100 300 400
Рис. 3
8
Т-Сотт #10−2014
Л
т
Уменьшить уровень фона, образованного за счет появления комбинационных составляющих в полосе сигнала, можно также за счет включения на входе нелинейного выходного прибора специальных корректоров [6]. АХ корректоров имеют инверсный вид по отношению в АХ ЛБВ. Кроме того, по результатам анализа многочастотного режима можно провести внутренние изменения в конструкции прибора для улучшения его качеств.
Анализ показал, что если осуществить дополнительный фазовый сдвиг каждого четного (или каждого нечетного) канала на 180& quot-, то можно уменьшить фон, обусловленный комбинационными составляющими на 8−10 дБ при одной и той же суммарной мощности на входе. Следует отметить, что уровень КС, появляющийся внутри каждого канала примерно на 10 дБ меньше уровня межканальных КС. Рисунок 3 иллюстрирует этот эффект.
Литература
1. Андреевская Т. М., Капалин В. И., Назарова М. В. Солнцев В.А. II Лекции по электронике СВЧ и радиофизике. 8-я зимняя школа-семинар инженеров Сарат. гос. ун-т. — С. 54.
2. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. — Москва, «Радио и связь», 1986. — 512 с.
3. Назарова MB. Солнцев В. А. //Радиотехника и электроника, 1982, т. 27, № 1. — С. 140.
4. Малышенко В. И. Солнцев В.А. II Электронная техника, сер.]. Электроника СВЧ. 1972. вып. 10. -С. 16.
5. Андреевская В. А., Солнцев В. А. II Электронная техника, сер. 1, СВЧ-техника. Вып. 1(469), 1997. -С. 42.
6. Малютин Н. Д. и др. Корректоры амплитудных и частотных характеристик СВЧ электровакуумных приборов // Обзоры по электронной технике. Сер. 1, Электропика СВЧ. 1990. — С. 52,
On the possibility of simultaneous amplification of several TV channels broadband powerful TWT
Andrevskaya T.M., Moscow Russia
Abstract
The possibilities of use as the output stage television transmitter traveling wave tube to amplify simultaneously several television channels. TWT has a wide bandwidth and a high gain. The simulation of the transformation of multi-frequency signals, including a test of the television signal. The method of analysis — a quasi-stationary. Lamp determined by its amplitude and fazoamplitudnymi external characteristics. The case of sufficiently smooth characteristics that can be approximated by a polynomial of low degree. For a given bandwidth requirements for high-frequency signal and intermodulation interference investigated for optimal arrangement of three to six TV channels in a given band TWT. We also consider the effect of the phase of each channel at the level of the Raman background. It is shown that the use of the phase shifter on the even (or odd) channels to reduce intermodulation background caused by combination up to 5 dB at the same total power. The calculations of the nonlinear interaction of the six channels, received frequency and levels of combinational components with different capacities and placement of frequency channels. We give conditions for selection of the total input power TWT in which intermodulation interference is less than the level specified by the standard.
Keywords: traveling wave tube, multi-frequency gain, quasi-stationary method, intermodulation.
References
1. Andrevskaya T.M., Kapalin V.I., Nazarova M.V., Solncev V.A. Lectures on Microwave Electronics and Radiophysics. 8th Winter Workshop Engineers Sarat. gos. un Press, p. 54.
2. Gonorovsky I.S. Radio Circuits and Signals. Moscow, & quot-Radio and Communication& quot-, 1986, 512 p.
3. Nazarova M.V., Solnlsev V.A. / Radio and elektronika, 1982, Vol. 27, No1, p. 140.
4. Malyshenko V.I., Solnlsev V.A. / Electronic Engineering, ser.1. Electronics SVCH. 1972. vyp. 10 with. 16.
5. Andreevskaya T.M., Solnlsev V.A. / Electronic Engineering., Ser. 1, microwave engineering. Issue 1 (469), 1997, p. 42.
6. Malulin N.D. et al. Correction amplitude and frequency characteristics of microwave electron-trovakuumnyh devices / Reviews e tehnike. Ser. 1, Microwave Electronics. 1990.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой