Фазовые дрожания линейного тракта в цифровых системах передачи

Тип работы:
Реферат
Предмет:
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

М. В. Костенко, С. А. Курицын M. V. Kostenko, S. A. Kuritzyn ФАЗОВЫЕ ДРОЖАНИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ PHASE JITTER IN LINEAR PART OF DIGITAL TRANSMISSION SYSTEMS
Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича The Bonch-Bruevich Saint-Petersburg State University of Telecommunications
E-mail: mvk-w@mail. ru
Линейный тракт в сетях синхронной цифровой иерархии (СЦИ) обладает рядом особенностей. Компенсация помех сложна так, как частотные характеристики канала связи априорно не известны, а помехи активного оборудования вносятся непредсказуемо.
В представленной статье рассматривается структура тракта, выделяются различные возможные источники помех и определяется их влияние. Предлагается возможность применения адаптивных методов обработки сигналов в цифровых системах передачи для компенсации влияния линейного тракта.
Ключевые слова: кабельная система, топология сети СЦИ, адаптивные методы компенсации фазовых дрожаний, сигнал синхронизации, регенераторы.
The linear part of SDH network has some peculiarities. The interference compensation is a difficult process as the frequency characteristics of telecommunication channel are unknown a priori and the interferences of devices appear unpredictable.
The linear part of SDH network topologies is presented in this article. The different probable sources of jitter and wander are marked out, and their influence is identified. The adaptive methods of processing digital system signals are proposed as the compensation of phase jitter.
Key words: cable system, SDH network topology, the adaptive methods of phase jitter compensation, synchronization signal, regenerators.
Фазовые дрожания негативно влияют на передачу сигнала и могут привести к срыву передачи данных, серьезным искажениям и снижению качества передаваемого сигнала. Появление фазовых дрожаний вызвано самим принципом обработки и формирования сигнала. Синхросигнал выделяется из приходящего потока, за исключением редких случаев внешней синхронизации 2048 кГц. Следовательно, можно считать, что фазовые дрожания появляются в цифровом линейном тракте и каналообразующем оборудовании- в данной статье рассмотрим подробно первый источник.
Для правильного понимания природы возникновения в линейном тракте помех для при-
ходящего цифрового сигнала рассмотрим его структуру. В общем случае цифровой сигнал может распространяться в сети с применением различных сред передачи, но основным вариантом в настоящее время является волоконнооптический кабель. Линейный тракт включает в себя каналообразующее оборудование и линии связи. В случае построения цифровых систем передачи (ЦСП) линия связи включает в себя не только физическую среду передачи, но и обслуживаемые и необслуживаемые регенерационные пункты (рис. 1), на которых выполняется переприем цифрового сигнала с восстановлением формы импульсов и, как следствие, корректировки цифровой последовательности сигнала.
Каналообразующее
оборудование
НРП-
ОРП
НРП
Каналообразующее
оборудование
Рис. 1. Канал связи ЦСП
При конкретизации модели линейного тракта следует также учесть, что в сетях СЦИ чаще всего применяется топология не точка-точка, а более разветвленные модели, в которых сеть охватывает множество промежуточных и близлежащих узлов. При этом практически не используются регенерационные пункты, так как оптические передатчики позволяют организовать линию связи в несколько сот километров без регенерации. Таким образом, схема может принять вид, представленный на рис. 2.
А Т т


Т т в

Рис. 2. Фрагмент сети СЦИ
В изображенном варианте связь между узлами «А» и «В» организуется через транзитные узлы «Т». Как объяснялось выше, в сетях СЦИ нетипично применение НРП и ОРП, тем не менее, в рассмотренном фрагменте сети их роль невольно выполняют транзитные узлы. В этих узлах, даже при наличии внутренней кросскоммутации, выполняется регенерация и переформирование цифрового сигнала. Из этого следует, что процессы, а следовательно, и вносимые помехи, при передаче цифрового сигнала между узлами «А» и «В» в сети СЦИ схожи с процессами передачи в других цифровых сетях.
Полный цифровой поток {v (iDt)} ^ {v (i)} (, где Dt- тактовый интервал) на выходе цифровой системы передачи (ЦСП) представляет собой последовательность независимых случайных величин (0 и V) с равновероятными состояниями. Статистические свойства такого униполярного цифрового сигнала характеризуются параметрами:
(v (i)) = m = V /2,
(NO — m][v (/& gt-- m] = jv02 /4 Vi = /
где {•) — знак статистического усреднения- m —
среднее значение униполярного цифрового сигнала- V — амплитуда импульсов цифрового сигнала.
Для передачи модулей STM-1 и STM-N в качестве среды распространения, как говорилось выше, используется, в основном, оптическое волокно. Для наиболее точного декодирования, максимальной помехоустойчивости согласования спектральных характеристик цифрового сигнала с частотными характеристиками оптических кабельных линий связи и обеспечения статистических свойств сигнала применяется скремблирование кодовой последовательности. В дополнение к оптическому интерфейсу для модуля STM-1 в рекомендации G. 703 предусмотрен электрический интерфейс с использованием кода CMI (Coded Mark Inversion). Для большей общности применения далее будет рассматриваться код CMI, так как модули
STM подвергаются скремблированию только перед преобразованием в оптический сигнал для передачи по оптическим волокнам, при этом скремблирование модулей не производится, если предусматривается их дальнейшее мультиплексирование.
Перекодированный сигнал имеет следующие характеристики:
(*(0) = 0,
(x (0x (j)) = U2 /2, kij Ф 0 Vi, j.
В результате перекодирования сигнала v (i) с независимыми элементами получается сигнал x (i) с коррелированными во времени элементами. Корреляция характеризуется величиной kj.
Единичные элементы *o (i) на выходе ЦСП
имеют вид прямоугольника полутактовой длительности с бесконечно широким спектром. При распространении сигнала в оптической среде он подвергается искажениям, связанным с шириной полосы пропускания волокна и его коэффициента затухания, неоднородностям, вызывающим отражения лучей, явлениями дисперсии и рефракции. В результате чего возникают межсимвольные помехи, изменяется форма сигнала. Хотя теоретически длительность отклика бесконечна, на практике она ограничена количеством временных интервалов (например, М). Сигнал на входе регенератора имеет тогда следующий вид:
M
y (t) = ^ Cmx (t — шЫ), m=0
где Q, C2, … Cm — отсчеты импульсной характеристики линейного тракта.
Ослабленный и искаженный на участке линии сигнал предварительно корректируется и усиливается, проходя через фильтр-корректор и усилитель. При этом усиление частично выполняется в оптическом приемнике, конвертирующем оптический сигнал в электрический. Для проведения полной регенерации цифрового сигнала (по амплитуде и во времени) каждый
регенератор содержит устройство — выделитель тактовой частоты (ВТЧ), — которое выделяет эталонную частоту.
Как известно, энергетический спектр случайного импульсного сигнала содержит как непрерывную, так и дискретную составляющие. Однако дискретная составляющая пропорциональна квадрату среднего значения импульсного сигнала и, следовательно, в двуполярном сигнале с нулевым математическим ожиданием отсутствует. В связи с этим принятый и скорректированный сигнал подвергается нелинейной обработке с помощью двухполупериодного выпрямителя, в результате которой получаем импульсную последовательность с ненулевым средним, содержащую, соответственно, в своем спектре дискретную составляющую тактовой частоты. Далее сформированная импульсная последовательность поступает на вход полосового фильтра, на выходе которого образуется квази-гармоническое колебание тактовой частоты.
Часто, для увеличения амплитуды квази-гармонического сигнала на выходе фильтра, выпрямленный сигнал ограничивается по максимуму и минимуму, так как максимум амплитуды достигается при длительности импульсов, поступающих на вход фильтра, равной Т/2, а длительность по основанию входных импульсов ВТЧ колеблется от Т до 2 Т в зависимости от величины линейных искажений [1−3]. В то же время использование ограничителей приводит к дополнительному изменению длительности и временного положения импульсов, поступающих на вход фильтра, а следовательно, к возникновению дополнительных флуктуаций фазы.
С помощью формирователя хронирущей последовательности (ФХП) из полученного квазигармонического сигнала вырабатывается хронирующая последовательность, фазируемая с регенерируемым сигналом фазовращателем.
Рассмотрим математическое описание процесса выделения тактовой частоты. Спектр продуктов на входе полосового фильтра выделителя тактового колебания Я (/ю) определяется с помощью преобразования Фурье от квадрата наблюдаемого сигнала у (^, т. е.
ГО ГО го ГО
Я (/ю) = | у2(ф-= | ^ х (1)С (I -1М) ^ х (к)С (I — кМ) в~/ЫсИ,
-го -го 1=-го к=-го
где С (^ - IА^) — отсчеты отклика тракта переда- Введем замену переменных ^ - кМ = т, по-
чи на единичный элемент цифрового сигнала. меняем очередность интегрир°вания и сумми-
рования, а также представим переменную х^
в виде: х2 = и2/2 +Ах2,
где а4 — разница между средним значением и конкретной реализацией для к-го момента времени. Используя известное выражение [4]
ГО ГО
? е-/юкА
= юо 5(ю — к юо),
к=-го к=-го
где юо = 2п / А^ - тактовая частота цифровой системы передачи- 5(ю) — дельта-функция,
а также учитывая, что интеграл
го
| С2(т)е-Зю%йт = К2(/ю)
-го
определяет коэффициент передачи фильтра НЧ, соответствующий квадрату импульсного отклика, получаем:
Я (ую) = а0и 2/2 К2(ую) 5(ю — кюд)'-
к=-с"
ГО ГО
+К2(ую) I Аг2е-уюкА/ + I I х1Хке-юк^К (ую)к-.
к=-да /=-го к=-да
I * к
Здесь первое слагаемое (при к = 1) содержит дискретный компонент частоты ю0, второе -определяет шумовую составляющую на входе колебательного контура ВТЧ, обусловленную статистикой цифрового сигнала. В зависимости от случайного содержания передаваемой информации, уровень этой составляющей будет случайно меняться. Таким образом, при ее выделении избирательной схемой (резонансным контуром или полосовым фильтром) полученное колебание будет иметь амплитудную модуляцию. Пороговый детектор ФХП, следующий за избирательной цепью, должен определить момент, когда это колебание пересечет ноль (этот момент не зависит от амплитуды сигнала). В практических схемах уровень порога отличен от нуля. Малые изменения амплитуды сигнала приводят к вариациям момента срабатывания порогового детектора. В результате, имеет место амплитудно-фазовое преобразование. Для снижения временных флуктуаций амплитуда квазигармонического сигнала, как правило, выравнивается путем большого усиления и последующего ограничения сигнала. Третье слагаемое описывает шумовую составляющую, обусловленную межсимвольной интерференцией (МСИ) и является основной причиной фазовых дрожаний, вносимых линейным трактом.
Неидеальность частотных характеристик линии, ограничение мощности спектральных составляющих цифрового сигнала в области нижних частот и передача информационного и служебных сигналов приводят к возникнове-
нию межсимвольных помех. Последующая коррекция линейных искажений позволяет лишь частично устранить МСИ. В результате, импульсы, поступающие на вход полосового фильтра, оказываются смещенными относительно номинальных временных положений, что, в свою очередь, вызывает флуктуации моментов перехода через ноль квазигармониче-ского сигнала на выходе фильтра, а следовательно, приводит к появлению фазовых дрожаний в хронирующей последовательности и, соответственно, в регенерированном сигнале. Следует заметить, что если частота дрожаний фазы больше половины полосы пропускания фильтра, то они в значительной степени будут подавляться за счет инерционности фильтра [1]. Таким образом, чем уже полоса пропускания фильтра ВТЧ, тем медленнее будет изменяться фаза тактового колебания.
Передаточная функция фильтра ВТЧ, как известно, имеет вид [1]:
Н (ую) = Н (ю)ехр [0(ю)],
где Н (ю) = 1/^1 + 2(юр/ю-ю/юр)2 — АЧХ фильтра- 0(ю) = агС® Q (юp / ю-ю / юр) — ФЧХ фильтра- юр — средняя частота фильтра ТЧ-
Q — добротность контура.
Так как спектр входного сигнала значительно шире полосы фильтра ВТЧ, то от исходной задачи можно перейти к рассмотрению воздействия на фильтр ВТЧ суммы квазигар-монического колебания
s (t) = A (t)с08(юд^ + Ф0 + ф (^))
основным колебанием cos (юot), выражение
и эквивалентного белого шума п (^.
Дифференциальный контур RLC можно описать выражением [5−7]:
?, & quot- + ^ '- + юр ^) + п^)) = ю2 (s (t) + п^)),
где т — постоянная времени фильтра- юр — ре-
юр — ю0
= А — рас-
зонансная частота, причем
стройка и, А & lt-<- юд.
Учитывая узкополосность процесса на выходе и тот факт, что B (t) и у^) — медленно меняющиеся функции времени по сравнению с
можно представить в следующем виде:
С'- ^) = -юд B (t) sin (ю0t + у0 + у)),
где B (t) =
? 2,) + «Ж
— огибающая узкопо-
ю
лосного сигнала- у (0 = -юоt — У0 — ----
ю0С (0
его фаза.
Используя стандартное преобразование уравнений огибающей и фазы [5, 7] и учитывая инвариантность во времени импульсной реакции С (^, получаем:
A (t) = А), ф (^) = 0- тогда
В (0 А
ю
ю
^іп (уо + У^) — Фо)--------- n (t)sin (юot + уд + У (0),
ю0

2ю0 ю0 В (0 ^ 2 0
При условии п^) = 0 и положив у'- ^) = 0, найдем стационарное значение фазы из уравнения
, 2
А
юр А0
2ю0 2юoB (t)
cos (уo +у (t) -Ф0) = 0 ,
2юг
У (t) = Ф0 — У0 + arccos-
юр А0
Если расстройка, А = 0, то
У^) = Ф0 — У0 +п/2.
Аналогично из уравнения определим стационарное значение амплитуды колебаний при отсутствии шума
юр А)
в'-(0 = 0, В0= р^

т.
0
Подставляя стационарное значение амплитуды в уравнение для фазы, окончательно получим:
А2 1
У'- ^) = А + ------со8(у0 + у ^) — Ф0) —
2ю0 т 2 п (})cos (юоt + У0 — у (t)).
А0т
В результате решения уравнения Фоккера -Планка — Колмогорова получающееся выражение для плотности распределения фазы,
-У^) — Ф0) — п (0^(& lt-^ + У0 — у (0) J.
в общем случае, не представляется через известные функции и не позволяет судить о характере поведения фазы. При малой расстройке, А и большой добротности фильтра ВТЧ можно считать, что коэффициент сноса равен нулю, и процесс становится чисто диффузионным. Следовательно, в этом случае фазу можно рассматривать как винеровский процесс. И, таким образом, переходя к дискретному времени, случайные блуждания фазы у (^ около среднего значения обусловлены сдвигом частот.
При рассмотрении линейного тракта, содержащего п промежуточных (транзитных) узлов, необходимо учитывать, что флуктуации фазы на выходе каждого сетевого элемента воспринимаются следующим элементом как флуктуации временного положения импульсов во входном цифровом сигнале. При этом низкочастотная составляющая фазовых дрожаний входного сигнала не подавляется, а складывается случайным образом с дрожаниями, вносимыми данным узлом. В результате, происходит накопление фазовых флуктуаций, и среднеквадратическое значение фазовых дрожаний на выходе цепочки из п регенераторов будет пропорционально -у/п.
В данной статье одним из основных источников фазовых дрожаний назван цифровой линейный тракт.
При рассмотрении возникновения фазовых дрожаний в линейном тракте учтены особенности построения цифровых сетей и формирования линейного тракта, рассмотрена работа выделителя тактовой частоты и получены аналитические зависимости для спектра сигнала на входе выделителя. На основании этих данных выяснены причины фазовых дрожаний, вносимых линейным трактом. В результате анализа установлено, что фазовые дрожания представляют собой винеровский процесс.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Зингеренко, А. М. Системы многоканальной связи / А. М. Зингеренко, Н. Н. Баева, М. С. Тверецкий. — М.: Связь, 1980 — С. 439.
2. Левин, Л. С. Цифровые системы передачи информации / Л. С. Левин, М. А. Плоткин. — М.: Радио и связь, 1982. — С. 216.
3. Былянски, П. Цифровые системы передачи: пер. с англ. / П. Былянски, Д. Ингрем. — М.: Связь, 1980. — С. 360.
4. Левин, Б. Р. Теоретические основы статистической радиотехники / Б. Р. Левин. — 3-е изд., перераб. и доп. -М.: Радио и связь, 1989. — С. 656.
5. Тихонов, В. И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем / В. И. Тихонов, В. Н. Харисов. — М.: Радио и связь, 1991. — С. 320.
6. Тихонов, В. И. Нелинейная фильтрация и квазико-герентный прием сигналов / В. И. Тихонов, Н. К. Кульман. -М.: Советское радио, 1975. — С. 704.
7. Казаков, В. А. Введение в теорию марковских процессов и некоторые радиотехнические задачи / В. А. Казаков. — М.: Советское радио, 1973. — С. 232.
8. Курицын, С. А. Методы адаптивной обработки сигналов передачи данных / С. А. Курицын. — М.: Радио и связь, 1988. — С. 144.
9. Марковская модель канала тональной частоты / С. А. Курицын [и др.] // Техника средств связи. Сер. ТПС, 1984, вып. 2. — С. 163.
10. Ярлыков, М. С. Применение Марковской теории нелинейной фильтрации в радиотехнике / М. С. Ярлыков. -М.: Советское радио, 1980. — С. 360.

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой