Фильтрация сигналов с однополосной модуляцией в декаметровом канале радиосвязи с многолучевым распространением радиоволн

Тип работы:
Реферат
Предмет:
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

УДК 621. 391
ФИЛЬТРАЦИЯ СИГНАЛОВ С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ В ДЕКАМЕТРОВОМ КАНАЛЕ РАДИОСВЯЗИ С МНОГОЛУЧЕВЫМ РАСПРОСТРАНЕНИЕМ РАДИОВОЛН
ЖЕНЖЕРА С.В.
Предлагается новый метод синтеза квазиоптимального алгоритма оценки параметров сигнала на конкретном примере приема двухлучевого сигнала с неизвестным временем взаимной задержки- проводится анализ характеристик полученных результатов.
При ведении аналоговой радиосвязи в декаметро -вом диапазоне наиболее распространенными и помехоустойчивыми являются сигналы с однополосной модуляцией. Однако из-за особенностей распространения ионосферных радиоволн появляются быстрые замирания сигнала в точке приема, вызванные многолучевостью распространения.
Применение традиционных методов марковской теории оптимальной фильтрации [1] для решения данной задачи связано с принципиальными трудностями, так как вектор оцениваемых параметров, компонентами которого являются взаимозадержанные на т известные величины марковского процесса
X (t), не является марковским. Отсутствие общей методики фильтрации взаимозадержанных марковских процессов не позволяло получить оптимальное решение таких задач, даже после ее создания [2] остались нерешенными вопросы обработки конкретных видов сигналов.
Рассмотрим задачу двухпозиционного приема сигнала с однополосной модуляцией (ОМ), представляющего значительный практический интерес.
Предположим, что сигналы, принимаемые двумя разнесенными приемными антенами, имеют вид:
5i (t) = S (t) + щ (1), § 2(t) = S (t) + n2(t), (1) где ni (t), П2 (t) — БГШ наблюдения-
M{n-(t)} = 0, M{ni (t) • n2(t)} = 0,
Mfo (ti)• n-(t2)} = -y--S (t2 -ti), i = 1,2.
Сигнал S (t) представим в следующем виде:
S (t, X) MA
+ VA
Ma
V2
• X (t) • cos (root + & lt-p (t)) +
• X (t) • sin (root + 9(t)) + Co • co^root + & lt-p (t)),
(2)
здесь Ma — крутизна характеристики модулятора- Co — амплитуда пилот-сигнала- X (t) — преобразование Гильберта от информационного сообщения X (t) в виде
~(t) = I J^)dx
Л t x
Процессы X (t) и X (t) взаимно некоррелированы, т. е. они независимы. Однополосный радиосигнал (1) представлен в виде суммы двух двухполосных сигналов, у которых составляющие верхних боковых полос взаимно компенсируются. Пилот-сигнал
Co • cos (ro • t + 9(t)), входящий в ОМ сигнал (1), необходим для работы ФАПЧ, для квазисинхронного приема сигнала. Из-за громоздкости совместной оценки параметров сигнала целесообразно предварительно отфильтровывать пилот-сигнал от информационного радиосигнала путем включения на входе ФАПЧ достаточно узкополосного фильтра, точно
настроенного на известную частоту ®o. Это также упростит согласование синтезированного устройства с существующей приемной аппаратурой. При таком условии можно считать, что на вход канала формирования опорного напряжения поступает сумма пилот-сигнала и шума:
T|(t) = Co • cos (ro ot + 9(t)) + n (t), (3)
M{n (t)} = o, Mn (ti) • n (t2Я = уS (t2 — ti).
Случайный параметр однополосного сигнала & lt-p (t)
описывается априорным стохастическим уравнением
d& lt-p (t)
dt
nф (t),
(4)
M{nф (t)} = o, M{nф (ti) • nф (t2^ =2LS (t2 — ti).
Уравнение нелинейной фильтрации, определяющее структуру канала формирования опорного напряжения, в соответствии с [1] принимает следующий вид:
уу = -N¦ кф (t) '-4(t) • co • sin (®ot + 9(t)). (5)
Уравнение для апостериорной дисперсии соответственно получим в виде
dRdf|(1) = у-у• sin2(«ot + ФЮ)• co •R2, (6)
которое имеет стандартное решение [ 1].
В уравнении (2) частота ®o полагается известной, фаза 9(t) оценивается по стандартному алгоритму,
огибающие X (t) и X (t) наряду с относительной задержкой т подлежат оценке. В соответствии с (2) уравнения наблюдения имеют вид
§ i (t) = Mf-'X (t) • -(root + 9(t)) —
+ Mf • ~(t) • sin (root + 9(t)) +
V2
+co•cos (root + 9(t)) + ni (t) ,
(7)
2 (t) = Mf • X (t — t) • co^roo (t — t) + 9(t — t) + у (t)) +
MA
+ VA
• X (t — t) x sin (ro o (t — t) + 9(t — т) + у (t)) +
+ co • cos (®o (t — t) + 9(t — t) + у (t)) + n2 (t), где ni (t), n2 (t) — белые гауссовские шумы наблюдения,
РИ, 1999, № 2
19
M{n-(t)} = 0, Mnl (tl) • n2(t2)} = 0 ,
Mni (tl)• ni (t2^ = N-S (t2 -tl), i = 1,2.
Функция y (t) имеет смысл случайного набега фаза, определяемого неоднородностью среды распространения до приемных антенн, неидентичностью фазочастотных характеристик каналов обработки и другими факторами.
Согласно [3] X (t) и X (t) являются независимыми
случайными процессами с нулевыми математическими ожиданиями и одинаковыми дисперсиями
м2(t)J = мк2(t)} =°Х (t).
С учетом, что
Ma
S
= к, 9(t-х) + y (t)-ют =ФХ (t).
выбрав в качестве оцениваемого параметра вектор
X (t) = [x (t) ~(t) x (t)f, перейдем от него к функциям двух аргументов:
W (t, x) = [u (t, x) U (t, x) r (t, x) f = [U (t, x) r (t, x)]r ,(8)
удовлетворяющих условиям, описывающим линию задержки с распределенными параметрами:
dW (t, x) _ у dW (t, x) dt «'- dx ,
(9)
W (t' x)|t& gt-0,x=0 = W (t, x) t=0,x& gt-0 = O,
где V — диагональная матрица- O — матрица-столбец с нулевыми элементами.
Представим уравнения наблюдения в видеl (t) = K • U (t, 0) • cos^t + фД)) +
+ K • U (t, 0) • sin^t + фД)) +
+ c0 • cos (®0 t + ФД)) + nl (t),
12 (t) = K • U (t, r (t, 0)) • cos^t + Фх (t)) + (10)
+ K • U (t, r (t, 0)) x sin^t + Фх (t)) +
+ c0 • co^ra 0t + Фх (t)) + n2 (t),
или, введя новые обозначения,
l (t) = Sl (t, W) + nl (t),
12(t) = S2(t, W) + n2(t). (11)
С учетом того, что в уравнение наблюдения входит значение функции r (t, x) только при x = 0 и интерес представляет только оценка его граничных значений r (t, o), общие выражения для уравнений оценок параметров примут вид:
д U (t, x) д U (t, x) 2.
— = -у • - ±----Ri (t, x, 0) х
St Sx Nl U
x (SlT)xVl •fel (t)-Sl (t, W)] + N-x (12)
x Rl (t, x, r) • (sTi)W2 -fc2lCt)-S2(t, vJ ,
= ІШ = G-X (t) ±L x
dt dx — Nl
x R (t, 0,0) • (S1T)W^l • [^l (t) — Sl (t, W)]+
N-. R (t, 0, r) • (S2)W2 • 2(t) — S2 (t, W)].
(13)
Элементы корреляционной матрицы ошибок оценок R (t, x, y) определяются из решения системы уравнений, приведенной в [2]. Конкретизируем уравнения (12), (13) для каждого из оцениваемых параметров и получим окончательные уравнения. Для краткости приведем одно из пяти:
U (t, x), U (t, x), U (t, 0), U (t, 0), r (t, 0):
d U (t, x) d U (t, x) 2
--------= -у----------I---x
St dx Nl
X [r uu (t, x, 0) • Tl + RUU (t, x,0) • Tj h
N2
Ruu (t, x, r (t, o)) • T2 +
+ R Uu (t, x, r (t, o)) • T 2 + R Ur (t, x, 0) • Q
(14)
где Tl = K •
cos
1(ra0t + Ф (Д)-^l (t)-U (t,° K-f
Tl = K •
si^®0t + ф (4^• h (t) — U (t'0) K
T2 = K
cos
I, U (t, r (t, 0))• K c0
(ra0t + Фх (t))2 (t) 2-----------2& quot-
T2 = K •
¦ t, л* U (t, r (t, 0)) • K
si^ro 0t+Фх (t))-12(t)--------2--------
2
Q = ^2(t) • K •
dU (t, r (t, 0)) і, 4
----co& lt- ®0t + Фх (t)) +
dr (t, 0)
dU (t, r (t, 0)). /
+ -«(f0, • и®0t+Фх Д)
dr (t, 0)
K2
dU (t, r (t, 0))
dr (t, 0)
+ dU (t, r (t, 0)) dr (t, 0)
U (t, r (t, 0)) +
U (t, r (t, 0))
2
C0 _ dU (t, r (t, 0))
2 dr (t, 0)
На рис. 1 приведены графики относительной ошибки фильтрации Ruu (ax/v, a, y/v)|x_у =52 процесса U (t, x) при t для различных значений M = а^ -х. Моделирование на ЭВМ проводилось для отношения сигнал-шум 2DNa^ = 20 в двух кана-
2 ax ay
лах приема. Функция 8 в точках — = - = 0
уу
характеризует дисперсию ошибки фильтрации, а в
20
РИ, 1999, № 2
8 2
0,4
0,2
0 0,5 1 a У
Рис. 1. Ошибка фильтрации синтезированого алгоритма по сравнению с методом оптимального сложения (ОС)
ax ay
точках — - - & gt- 0 — дисперсию ошибки интерполяции процесса X (t). Из графиков следует, что при малых задержках (0& lt-M<- 1) ошибка фильтрации процесса X (t) не превышает значение, соответствующее ошибке фильтрации этого процесса при работе схемы с ОС для случая, когда М=0. Следовательно, предложенный алгоритм имеет выигрыш относительной ошибки фильтрации даже при менее качественных условиях приема (помехи и т. д.).
Представляющие интерес графики зависимости
относительной ошибки фильтрации 8 в точке М от изменения отношения сигнал-шум в каналах приема представлены на рис. 2. Их анализ показывает примерно двухкратный выигрыш относительной
ошибки фильтрации оценки X (t), полученные результаты вполне согласуются с существующими
УДК 621. 396. 6
ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ
ИССЛЕДОВАНИЕ
СВЕРХПРОВОДЯЩЕГО
КОАКСИАЛЬНО-ВОЛНОВОДНОГО
ПЕРЕХОДА
БЕРЕЗИНЕЦ В.М., КУЧЕР Д.Б., ФЫК А.И.
Приводятся результаты экспериментальных исследований сверхпроводящего коаксиально-волноводного перехода и разрабатываются рекомендации по построению на его основе защиты радиоэлектронной аппаратуры от мощных электромагнитных воздействий
Целью экспериментальных исследований сверхпроводящего коаксиально-волноводного перехода является изучение его работоспособности и разработка рекомендаций по использованию [ 1 -3 ].
В эксперименте использовался сверхпроводящий коаксиально-волноводный переход, включающий ВТСП-плёнку (YBa2Cu307) толщиной 0,1 мкм, напылённую на диэлектрическую подложку цилиндрической формы (LaAl03) радиусом 0,001 и высотой 0,006 м, волновод 23×10, коаксиальную линию РК-5 (внешний вид сверхпроводящего коаксиальноволноводного устройства изображён на рис. 1).
На вход устройства подавался импульс в виде:
0 20 40 60 Q1
Рис. 2. Ошибка фильтрации в точке М при различном отношении сигнал-шум
положениями общей теории фильтрации. Перспективным направлением развития данного метода мо -жет служить его применение для фильтрации телеграфных сигналов (ЧТ, ОФТ).
Литература: 1. Тихонов В. И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983. 320 с. 2. ЕршовЛ.А., Коренной А. В. Квазиоптимальные алгоритмы фильтрации взаимозадержанных марковских процессов // Радиотехника. М. 1994. № 10. С. 83−87. 3. Тихонов В. И. Нелинейные преобразования случайных процессов. М.: Радио и связь, 1986. 296с.
Поступила в редколлегию 28. 06. 99 Рецензент: д-р физ.- мат. наук, проф. Зимин 3. 3.
Женжера Сергей Владимирович, адъюнкт кафедры авиационных средств связи факультета НРЭОПА ХИЛ ВВС. Научные интересы: методы борьбы с многолучевостью в канале радиосвязи. Увлечения: радиолюбитель. Адрес: Украина, 61 166, Харьков, ул. Клочковская, 228, тел. 30−82−16- 65−49−20.
e (t) = Um (e~ait — e~a2t),
(1)
-- Хи — длительность импульса-
0,7 1,25
где ai = -- a2 = -
x и x ф
Тф — длительность фронта импульса. Если интенсивность магнитного поля не превышает первого критического значения (Нкр1), то импульс без искажений передаётся из волновода в коаксиальный кабель. Присутствие азота в волноводе позволяет увеличить удельную проводимость стенок и уменьшить коэффициент затухания волны в волноводе. Если интенсивность поля в сверхпроводящем коаксиально-волноводном переходе превышает значение второго критического (НрЦ, то происходит ограничение выходного сигналадо определённого уровня (рис. 2). Эквивалентная схема для характеристики такого состояния сверхпроводящего перехода приведена на рис. 3 (Um=
=100 В, хи =30 нс,
Тф =1нс). Произведя расчёт, получим следующее представление выходного сигнала:
Рис. 1.
РИ, 1999, № 2
21

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой