Формирование взаимокоррелированных синфазного и квадратурного модулирующих сигналов для векторного модулятора, реализующего помеховые радиосигналы с угловой модуляцией

Тип работы:
Реферат
Предмет:
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ


Узнать стоимость

Детальная информация о работе

Выдержка из работы

УДК 621. 396. 62
ФОРМИРОВАНИЕ ВЗАИМОКОРРЕЛИРОВАННЫХ СИНФАЗНОГО И КВАДРАТУРНОГО МОДУЛИРУЮЩИХ СИГНАЛОВ ДЛЯ ВЕКТОРНОГО МОДУЛЯТОРА, РЕАЛИЗУЮЩЕГО ПОМЕХОВЫЕ РАДИОСИГНАЛЫ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
С.А. Шерстюков
В статье рассматривается квадратурная реализация частотно-модулированной шумовой помехи (ЧМШП) при обеспечении «кросс-корреляции» между синфазной и квадратурной составляющими модулирующего сигнала. Проведено экспериментальное исследование принципиальной электрической схемы синусно-косинусного преобразователя на базе АЦП, ПЗУ и ЦАП в режиме формирования ЧМШП с индексом модуляции т& lt-3,14
Ключевые слова: синусно-косинусный преобразователь, взаимокорреляция, частотно-модулированная шумовая
помеха
В настоящее время, в модернизированных станциях радиоэлектронного подавления (РЭП) систем радиосвязи (СРС) широко используются узкополосные и широкополосные активные помехи с угловой модуляцией, маскирующие свойства которых при различных значениях индексов модуляции проявляются по-разному. Так, например, при больших индексах модуляции маскирующие свойства помехи оказываются невысокими в силу малых значений её энтропийной мощности [1]. Данный факт, в случае частотной модуляции (ЧМ), объясняется тем, что на краю спектра отношение мощности помехи к мощности сигнала существенно меньше, чем в средней части спектра. И, наоборот, узкополосная шумовая помеха с угловой модуляцией, несмотря на малую ширину излучаемого спектра частот, обеспечивает, в отличие от широкополосной помехи, более высокие маскирующие свойства в части подавляемой полосы за счёт совпадения её характеристик с характеристиками модулирующего шума. Учитывая данные обстоятельства, а также результаты теоретических расчётов спектров гармонических колебаний, модулированных по фазе и частоте широкополосным и узкополосным нормальными случайными стационарными процессами, приведенных в работах [2 — 5], обратим внимание на то, что на практике реальный помехо-вый сигнал может значительно отличаться от белого гауссовского шума и, следовательно, для эффективного нарушения функционирования линий радиосвязи может потребоваться значительное увеличение мощности и изменение параметров модуляции передатчика помех. Мерой отличия реального сигнала помехи от белого гауссовского шума является коэффициент качества помехи, определяемый отношением коэффициентов подавления при воздействии на подавляемый приёмник белого гауссовского шума и реального сигнала помехи соответственно [6]. Изменение параметров модуляции в современных быстроменяющихся условиях веде-
Шерстюков Сергей Анатольевич — ВИ МВД России, канд. техн. наук, доцент, тел. 8−910−345−33−15, E-mail: sergesher@rambler. ru
ния РЭП является весьма сложной задачей, которой в технической литературе, к сожалению, уделяется мало внимания.
Рассмотрим процесс формирования помехово-го радиосигнала с угловой модуляцией квадратурным методом с использованием функциональных преобразователей модулирующего напряжения [7]. При этом основным условием является возможность формирования преднамеренных помех с угловой модуляцией по результатам радиотехнической разведки, как это показано на фрагменте функциональной схемы станции помех с повышенным быстродействием (рис. 1), предложенной автором.
Работа схемы. АПОА производит поиск радиосигналов в пределах установленной полосы обзора с одной из заданных скоростей. Признаком обнаружения сигнала является превышение напряжением сигнала на выходе панорамного обнаружителя установленных пороговых значений. При приёме сигналов, превышающих порог, автоматически с помощью АЦП обсчитывается их уровень, а код уровня передаётся на логическую обработку. При логической обработке определяются ширина спектра излучения и частота, соответствующая либо середине спектра, либо максимальной спектральной составляющей. Код ширины спектра выставляется на внешних выходах АПОА для передачи на УУСП и, далее, на БЧМШП. В соответствии с кодом УО автоматически фиксирует значения амплитуд модулирующего шумового напряжения (МШН), поступающего от ГШН, которое определяет девиацию частоты выходной ЧМШП. С выхода УО МШН после ИНТ и АЦП поступает на СПЗУ и КПЗУ, где происходит пересчёт значений функций синуса и косинуса соответственно. Далее, после ЦАП и ФНЧ на выходе БЧМШП формируются взаимокоррелированные синфазная и квадратурная составляющие МШН, которые через БСВМ поступают на управляющие входы БВМ. В БВМ управляющие колебания соответствующим образом перемножаются с высокочастотным сигналом БСЧ и линейно складываются в квадратуре, формируя, таким образом, ЧМШП, которая усиливается в передатчике помех и излучается в сторону подавляемой
СРС. Из принципа работы схемы следует, что при изменении параметров модуляции СРС станция помех будет автоматически изменять параметры модуляции ЧМШП в заданных пределах, повышая тем самым качество помехи и эффективность РЭП.
Обеспечение высокого качества ЧМШП в данном случае имеет прямую зависимость от точ-
ности формирования сигналов ао^[х (ї)] и $трс (ї)] получаемых от одного и того же входного МШН х (ї). При этом сигналы со$[х (ґ)] и $& gt-іп[Х (ґ)] должны быть взаимокоррелированы с таким расчётом, чтобы обеспечивалось постоянство огибающей ЧМШП.
АПОА
УУСП
АФС
БО -1
БУПРД
ШВУ
БО -2
БУПП
ПО
БИТС
АРМ
БЗУПЧ
ПИ
г*СПЗУ
Анализатор
ЦАП
ФНЧ —
КПЗУ
ЦАП
ФНЧ
АЦП
ИНТ
БСЧ
БВМ —
БСВМ
ВО1
I
Ц* РПрУ
УО
• СУМ
ГШН
ГКЧ & lt- ПО
________на ПО
упр. индексом модуляции
I
ВОп
ПЕРЕДАТЧИК ПОМЕХ
Антенны
передающие
т
& gt- Коммутатор антенн
т
Усилитель
мощности
т
Коммутатор
усилитель
А, А А /

рег. шумовой полосы БЧМШП | * * *
БФМС
Рис. 1. Фрагмент функциональной схемы станции помех с повышенным быстродействием: АПОА — автоматизированный пост обнаружения и анализа: АФС — антенно-фидерная система- ШВУ — широкополосный входной усилитель- ПО -панорамный обнаружитель- ПИ — приёмоиндикатор- РПрУ — радиоприёмное устройство- УУСП — устройство управления станцией помех: БО — блоки обработки- АРМ — автоматизированное рабочее место- БУПРД — блок управления передатчиком- БУПП — блок управления приёмо-передачей- БИТС — блок информационно-технического сопряжения- БЗУПЧ — блок запоминающих устройств перестраиваемых частот- БФМС — блок формирования модулирующих сигналов: БЧМШП — блок формирования частотно-модулированной шумовой помехи: ГШН — генератор шумового напряжения- УО — управляемый усилитель — ограничитель- ГКЧ — генератор качающей частоты- СУМ — сумматор- ИНТ — интегратор- АЦП — аналого-цифровой преобразователь- СПЗУ и КПЗУ — постоянные запоминающие устройства значений синуса и косинуса- ЦАП — цифро-аналоговые преобразователи- ФНЧ — фильтры нижних частот- ВО — возбудители: БСЧ — блок синтезаторов частот- БВМ — блок векторных модуляторов- БСВМ -блок сопряжения с векторными модуляторами- *** - другие блоки формирования модулирующих сигналов
Проведём техническую реализацию синуснокосинусных преобразователей МШН х (ґ) с использованием табличного метода [8] на базе АЦП, ЦАП и ПЗУ. При этом высокая точность преобразования (1%) будет сохраняться для значений индексов модуляции т& lt-3,14 (учитываются не более 5-ти аппроксимирующих членов разложения ряда Тейлора для функций синуса и косинуса п [9]).
Блок-схема алгоритма преобразования модулирующего сигнала х (ґ) в сигналы со& amp-[х (ґ)] и $лп[х (ї)]табличным методом представлена на рис. 2. Преобразование сигнала х (ґ) в цифровую форму производится с частотой дискретизации/д=400 кГц, что обеспечивает, в соответствии с теоремой Котельникова, обработку сигнала х (ґ) в диапазоне частот от 0 до/д/2=200кГц.
Такая высокая частота дискретизации выбрана для того, чтобы обеспечить минимальное отклонение разности фаз сигналов соърсф ] и $ш[хф ] от величины П2. При указанных параметрах ортогональность сигналов со$[с (ґ)] и $& gt-їп[х (ґ)] обеспечива-
ется в диапазоне частот сигнала хф вплоть до 20
кГц.
Сигнал х (п) представляет собой 8-ми разрядные числа в диапазоне значений от -128 до +127. Формирование адреса ПЗУ, хранящего значения функций со$& gt-т/256 и $тт/256 (п = 0, 1, … 255), сводится к пересчёту значений х (п) в диапазоне значения от 0 до 255. Таким образом, значения отсчётов сигнала х (п) интерпретируются как адреса (айг) таблиц ПЗУ (постоянных запоминающих устройств), хранящих значения отсчётов функций со$& gt-тп/256 и со$& gt-тп/256 (т = 0, 1, … 255), которые после чтения из ПЗУ и являются значениями сигналов соъ[х (п)]и ът[х (п)].
Например, пусть отсчёт х (п) сигнала х (. 1) в некоторый момент времени 1 равен (-25), тогда айг может быть вычислен простым прибавлением к значению отсчёта числа 128
айг = х (п) + 128 = -25 + 128 = 103, а значения функций соч[х (п)] и $т[х (п)] равны соответственно со$& gt-л103/256 и ътл103/256.
После формирования отсчётов выходных сигналов собх (п) и $& gt-тх (п) производится их преобразование в аналоговые сигналы со$[х (1)]и 5т[х (1)] для
чего используются 8-ми разрядные ЦАП, обеспечивающие преобразование цифровых сигналов в аналоговые с частотой/= 400 кГц.
Т
cosx (t) и 1 LU
вание x (i) фровую форму
Рис. 2. Блок-схема алгоритма синусно-косинусного преобразования с использованием АЦП, ПЗУ и ЦАП
Программа, реализующая ритм, имеет следующий вид: uses TpString, TpInline- var
Xn: integer- fout: file of byte- n- i: integer- b: byte-
описанныи алго-
begin
assign (fout, 'sin. bin') — rewrite (fout) — for n:= 0 to 255 do begin
Xn: =round (sin ((2*PI*(n-128))/256)* 127)+128- b: =lo (Xn) — write (fout, b) — end-
close (fout) — assign (fout, 'cos. bin') — rewrite (fout) — for n:= 0 to 255 do
begin
Xn: =round (cos ((2*PI*(n-128))/256)* 127)+128- b: =lo (Xn) — write (fout, b) — end-
close (fout) —
end.
Для устранения шумов квантования в выходных сигналах со§[х (ґ)] и ътрсф] на выходе ЦАП использованыНЧ Чебышева с частотой среза /ср=50 кГц и нераЕёойерносГ& amp-ю^Волосе пропускания не превышаюш^й!%з ПЗУ
На рис. 3 а, б представлены рассчитанные по приведенной выше программе соответственно временные диаграммы выходного сигнала синусного (СП) (а) и косинусного (КП) (б) преобразователей.
Принципиальная схема, осуществляющая синусно-косинусное преобразование в соответствии с описанными алгоритмами, приведена на рис. 4.
Oof
cos
Прео1
анало
Рис. 3. Рассчитанные по приведенной программе временные диаграммы выходного сигнала: а) — СП- б) — КП
БЛ1 — 1113ПВ1А БЛ2 — КС573РФ2 БЛ3 — КР573РФ5 БЛ4 — ТЬС5602СЫ БЛ5 — ТЬС5602СЫ БЛ6 — УД608
Рис. 4. Принципиальная электрическая схема синусно-косинусного преобразователя с использованием АЦП, ПЗУ и ЦАП
Функциональная схема экспериментальной зователя с использованием АЦП, ПЗУ и ЦАП предустановки для исследования электрической прин- ставлена на рис. 5.
ципиальной схемы синусно-косинусного преобра-
Рис. 5. Функциональная схема экспериментальной установки для исследования электрической принципиальной схемы синусно-косинусного преобразователя модулирующего сигнала в режиме формирования индекса частотной модуляции т& lt-3,14
Рис. 6. Экспериментальные временные формы сигналов на выходах синусного (а) и косинусного (б) преобразователей с использованием АЦП, ПЗУ и ЦАП в режиме формирования индекса частотной модуляции т & lt- 3,14
Универсальный НР3245А Р
Для исследования выбраны следующие параметры: частота входного модулирующего сигнала f = 1 кГц- разрядность входного сигнала п= 8- индекс модуляции шу = п- частота дискретизации f = 400 кГц- температура 250С.
На рис. 6 а, б показаны экспериментальные временные формы сигналов на выходах синусного и косинусного преобразователей соответственно.
Карты «прошивок» ПЗУ, составлены в соответствии с формулой
for ш = 0 do 255 {у1(ш) = cosmi/256-
у2(ш) = smmm/256}.
Из анализа рис. 6 а, б следует, что экспериментальные временные формы выходных сигналов СП и КП с использованием АЦП, ПЗУ и ЦАП полностью совпадают с теоретическими временными формами (рис. 3 а, б) и являются взаимокоррелиро-ванными, поскольку они фактически связаны соотношениями c (t)=cos[x (t)] и s (t)=srn[x (t)], следовательно, s (t)=sin[cos~1x (t)]. Из рисунков также видно, что максимальные значения квадратурного (или синфазного) сигнала уменьшаются, когда сигнал синфазного (или соответственно квадратурного) канала не равен нулю, то есть, сигналы являются «кросс-коррелированными».
На основании изложенного можно придти к заключению, что квадратурные реализации ЧМШП позволяют в значительной степени расширить функциональные возможности станций помех, особенно при изменениях параметров модуляции подавляемых СРС.
Литература
1. Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки. — М.: Советское радио, 1968. — 448 с.
2. Сергиевский Б. Д. Теоретическое исследование частотной модуляции флуктуационными шумами. -ЦНИИ, 1947. — отчёт № 1/19.
3. Сергиевский Б. Д., Оганесьянц Л. Г. Спектры колебаний, модулированных по фазе флуктуациями // Радиотехника и электроника. — 1966. — т. Х1, № 5. — С. 811 -821.
4. Левин Б. Р. Теория случайных процессов и её применение в радиотехнике. Изд. «Советское радио», 1960.
5. Владимиров В. И. Спектр гармонического колебания, модулированного по фазе узкополосным нормальным случайным процессом // Радиотехника. — 1967.
— т. 22, № 3. — С. 1 — 7.
6. Перунов Ю. М., Фомичев К. И., Юдин Л. М. Радиоэлектронное подавление информационных каналов систем управления оружием / Под ред. Ю. М. Перунова. -М.: Радиотехника, 2003. — 416 с.
7. Квадратурные формирователи радиосигналов: Монография / Попов П. А., Шерстюков С. А., Жайворонок Д. А., Ромашов В. В., Акиньшин С.А.- Под ред. П. А. Попова. — Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. — 176 с.
8. Смолов В. Б. Функциональные преобразователи информации. — Л.: Энергоиздат. Ленингр. отд-ние, 1981.
— 248 с.
9. Шерстюков С. А. Анализ синусно-косинусного формирования управляющих сигналов для квадратурных частотных модуляторов в зависимости от индекса модуляции // «Вестник»: сб. науч. трудов / Воронежская высшая школа МВД России. — Воронеж, 1997. — Вып. 7 — С. 134 — 140.
Воронежский институт Министерства внутренних дел Российской Федерации
FORMATION MUTUAL CORRELATION OF INPHASE AND QUADRATURE MODULATING SIGNALS FOR THE VECTORIAL MODULATOR IMPLEMENTING NOISE RADIOSIGNALS WITH ANGULAR MODULATION
S.A. Sherstukov
In paper quadrature implementation is watched is frequency-modulated noise interferences (FMNI) at maintenance of «distributing frame — correlation» between inphase and quadrature components of a modulating signal. The experimental research of the basic circuit diagram of the sine-cosine converter on baseline analog-to-digital converter, ?nstant storage device and digital-to-analog converter in a regime of formation FMNI with a modulation index m& lt-3,14 is lead
Key words: the sine-cosine converter, mutual correlation, frequency-modulated noise interferences

ПоказатьСвернуть
Заполнить форму текущей работой