Отчет по УИР. 
Телевізійні усилители

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ РФ.

ТОМСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ УНІВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛІННЯ І РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ.

(ТУСУР).

КАФЕДРА РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ І ЗАХИСТУ ИНФОРМАЦИИ.

(Каф. РЗИ).

ЗВІТ ПО УИР.

ТЕЛЕВІЗІЙНІ УСИЛИТЕЛИ.

ВИКОНАВ ст. грн. 146−1.

————————-ЧЕРВАНОВ В.В.

ПРОВЕРИЛ.

Викладач каф. РЗИ.

———————————-ТИТОВ А.А.

1. ЗАДАНИЕ.

Аналіз можливих способів побудови малопотужного підсилювача 27 каналу ТВ.

Технічні характеристики підсилювача: — потужність изображения-10Вт; - потужність звука-1Вт; - 27 канал ДМВ — 519,25Мгц; -Uвх из=0,7В; -Uвх зв=0,3В; -Еп=24 В.

2.

ВВЕДЕНИЕ

.

У пристроях тіліі радіомовлення, системах лінійної і нелінійної радіолокації, вимірювальної техніки і експериментальній фізиці у низці випадків виникають проблеми лінійного складання в навантаженні потужності двох незалежних сигналів відносною расстройкой з-поміж них, не перевищує кількох процентов.

Використання для аналізованих цілей схем складання потужності на основі довгих ліній призводить до втрати половини потужності суммируемых сигналів. Використання кільцевих частотно-разделительных ланцюгів також важко через необхідність реалізації высокодобротных фільтрів високих порядков.

Тож у телевізійних передавачах з вихідний потужністю більше однієї кВт складання радіосигналів зображення звукового супроводу здійснюється з допомогою диплексеров [1]. Помимо роздільного посилення застосовується принцип спільного посилення радіосигналів зображення звуку щодо одного усилительном тракті [2].

При спільному посиленні радіосигналів віщального телебачення, в усилительном тракті амплітуда сумарного сигналу, чинного в каналі посилення, в 1,32 разу перевищує амплітуду сигналу зображення [3] (при відношенні Риз/Рзв=10:1), тракт повинен мати великим динамічним діапазоном, ніж у випадку роздільного посилення радіосигналів. Крім того, лінійність такого тракту мусить бути набагато краще, т. до. нелінійний причина перехресних спотворень сигналів [3].

Оскільки рівні обох сигналів досить великі, вимоги до диференційним характеристикам усилительного тракту значно жорсткіше, ніж для передавача ТV зображення (ТВП), де у широкосмуговому ВЧ тракті посилюється лише радіосигнал зображення. Аналогічно тому як із передачі повного колірного ТБ сигналу в ТВП диференціальні спотворення призводять до перехресним спотворень між складовими сигналу, в телевізійному ретрансляторе-преобразователе (РПТ) з’являються перехресні спотворення між радіосигналами зображення, звукового супроводження і про бічних частот. У реальному підсилювачі ВЧ сигналів через його нелінійності між основними частотами спектра: fиз, fзв і fбок (де fбок то, можливо, наприклад fбок=fиз+fцв) виникають комбінаційні складові тим більшого рівня, чим більшою нелинейностью має усилитель.

Комбінаційні продукти може бути внеполосными і внутриполосными. Рівні внеполосных випромінювань суворо нормуються і придушуються фільтруючими елементами, включеними в тракт передавальної частини устаткування (зокрема полосовыми фільтрами, включеними на виході підсилювача). Найнебезпечніші такі комбінаційні (интермодуляционные чи перехресні) продукти, які входять у смугу пропускання підсилювачів не можуть бути ліквідовані ніякими режекторными ланцюгами. Така внутриполосная складова, що залежить від всіх 3 основних частот спектра, має частоту fпом=fиз+fзв-fбок і викликана нелинейностью амплітудної характеристики 3 порядку. Природно, що вхідні підсилювачі РПТ мало вносять спотворень у цей параметр через малого рівня корисного сигналу. Основні спотворення лінійності зосереджено вихідних підсилювачах потужності, де динамічний діапазон усилительного елемента (транзистора чи лампи) використовують на максимум. Відомі дві основні методу зниження рівня перехресних перешкод: створення трактів малим ДУ в усьому діапазоні рівнів сумарного сигналу; запровадження предкорректирующей нелінійності протилежного характеру у попередньому радіочастотному тракті [3].

4.СОВМЕСТНОЕ УСИЛЕНИЕ.

Як згадувалося раніше, посилення радіосигналів телевізійного зображення можна використовувати підсилювачі як з спільним посиленням [2], і підсилювачі з роздільним посиленням радіосигналів зображення звуку. Розглянемо кожен принцип по окремішності. Почати з совместного.

Відповідно до вимогами ГОСТ [4,5], рівень будь-якого побічного (внеполосного) радіовипромінювання телевізійних передавачів з вихідний потужністю понад 25 відсотків Вт може бути щонайменше ніж мінус 60 дБ нижче пікової потужності основного коливання. У той самий час у підсилювачах потужності передавачів зі спільним трактом посилення радіосигналів зображення звукового супроводу вдається реалізувати рівень интермодуляционных складових в спектрі вихідного сигналу менш мінус 25−30 дБ.

У малопотужних передавачах, підсилювач потужності котрій ми бачимо розглядаємо, роздільне посилення немає. Для зменшення рівня внеполосного випромінювання у яких застосовуються смугові фільтри, які поглинають від 15 до 20 відсотків вихідний потужності передавача. Схематично враження таке, як показано малюнку 4.1.

Малюнок 4.1 — структурна схема підсилювача зі спільним усилением.

Спектр телевізійного сигналу має таку форму:

Малюнок 4.2 — спектр TV-сигнала і АЧХ полосового фильтра.

Як було зазначено раніше, смугові фільтри не забезпечують в даної мері ДОСТом співвідношення між несучою зображення продуктами интермодуляционных (перехресних) спотворень tv і звукових сигналів, однакову -60дб. Максимальне чого вдається домагатися, це -(25−35)дб. З іншого боку, розміри самого фільтра виявляються зіставними з розмірами усилителя.

Принципова схема підсилювача зі спільним посиленням приведено в додатку А.

5. РОЗДІЛЬНЕ УСИЛЕНИЕ.

Крім спільного посилення, використовуються підсилювачі з роздільним посиленням. Принцип дії: підсилювач і двох каналів, в яких роздільне посилення сигналів зображення звуку, в одному із каналів посилюється сигнал зображення, й інші сигнал звуку, і з наступним складанням їх потужностей не вдома у вигляді схем складання потужностей [1].

Малюнок 5.1 структурна схема підсилювача з роздільним усилением.

Використання для аналізованих цілей схем складання потужності на основі довгих ліній призводить до втрати половини потужності суммируемых сигналів. Використання кільцевих частотно-разделительных ланцюгів також важко через необхідність реалізації высокодобротных фільтрів високих порядков.

Тож у телевізійних передавачах з вихідний потужністю більше однієї кВт складання радіосигналів зображення звукового супроводу здійснюється з допомогою диплексеров, які з спрямованих ответвителей (трехдецибельных мостів складання) і режекторных фільтрів [1]. У малопотужних передавачах, через великі габаритних розмірів відомих у час диплексеров, роздільне посилення не используется.

Але, в водночас, в малопотужних передавачах, як і в потужних, можливо використання роздільного посилення. Зменшення габаритних розмірів диплексеров (рис. 5.2) у своїй можна досягнути з допомогою реалізації малогабаритних спрямованих ответвителей.

Малюнок 5.2 — диплексер з урахуванням спрямованого ответвителя.

Тут НО1 і НО2 — трехдецибельные мости, [pic] - балластное опір, [pic] - опір навантаження, [pic] і [pic] - потужності радіосигналів зображення звукового супроводу, [pic] і [pic] - ємності і індуктивності режекторных фільтрів, налаштованих на середню частоту радіосигналу звукового сопровождения.

Принципова схема підсилювача з роздільним посиленням приведено в додатку Б.

6. РОЗРАХУНОК ДИПЛЕКСЕРА.

У передавачах з вихідний потужністю більше однієї кВт використовується роздільне посилення радіосигналів зображення звукового супроводу з подальшим складанням на диплексере, схема якого приведено на малюнку 5.2 [1].

Бо можливості збільшення добротності малогабаритних режекторных фільтрів обмежені, виникають проблеми побудови диплексера, забезпечує мінімальні втрати потужності радіосигналу зображення звукового супроводу при заданих допустимих викривлення форми АЧХ каналу изображения.

Радіосигнал звукового супроводу, потрапляючи на НО2, ділиться порівну між виходами 5 і шість, досягаючи режекторных фільтрів відбивається від нього, і виходить в фазі не вдома 8 НО2. Тому потужність радіосигналу звукового супроводу, яка надходить для виходу 7 НО2, не залежить від опору втрат [pic] режекторных фільтрів. Знаходячи різницю між потужністю [pic] і потужністю поглощаемой режекторными фільтрами, одержимо величину потужності радіосигналу звукового супроводу в нагрузке:

[pic].

(1).

З урахуванням формули (1) і співвідношення до розрахунку вхідного опору послідовного контуру при малих растройках [6], модуль коефіцієнта передачі диплексера для радіосигналу зображення то, можливо представлений выражением:

[pic], (2) де [pic]; [pic] - добротність контуру; [pic] - відносна расстройка; [pic] - абсолютна расстройка; [pic] - резонансна частота контуру, рівна кругової частоті радіосигналу звукового сопровождения.

Відповідно до вимогами ГОСТ [4,5], при заданої расстройке [pic] нормований коефіцієнт передачі каналу зображення ні бути менше визначеної величини [pic]. Підставляючи [pic] і [pic] в (2), одержимо співвідношення до розрахунку необхідної добротності режекторных фільтрів, відповідної обраним значенням [pic], [pic], [pic], [pic]:

[pic].

(3).

Знаючи [pic], нескладно розрахувати нормовані, щодо [pic] і [pic], значення [pic] і [pic] [5]:

[pic].

(4).

[pic].

По співвідношенням (3) і (4) можна розрахувати необхідні значення [pic], [pic] і [pic]. Проте за практиці, найчастіше, буває відома досяжною є величина добротності контурів, виконаних у тій або інший технології виготовлення. Тому, вважаючи відомими [pic], [pic], [pic], [pic], з (2), (3), (4) получим:

[pic] (5) де [pic]- необхідна потужність радіосигналу зображення на навантаженні; [pic].

Експериментальні дослідження диплексеров підсилювачів потужності ТБ передавачів показали, що, під час використання повітряних конденсаторів і индуктивностей виготовлених із посрібленого мідного дроти, добротність режекторных фільтрів не гірше 340−360.

Розрахуємо необхідні вихідні потужності підсилювачів радіосигналів зображення звукового супроводу 10Вт передавача 27 каналу ТБ ДМВ і значення елементів режекторных фільтрів диплексера, якщо відбудуванню на 1 МГц від частоти радіосигналу звукового супроводу нормований коефіцієнт передачі каналу зображення може бути не менш мінус 4 дБ [4,5], досяжною є добротність режекторных фільтрів дорівнює 350, передавач працює у 75-омном тракте.

Потужність радіосигналу звукового супроводу в антени, відповідно до [4,5], дорівнює 10% номінальної пікової потужності каналу зображення. Тобто [pic]=10 Вт. Несуча частота радіосигналу звукового супроводу 27 каналу ТБ дорівнює 525,75 МГц [3]. При абсолютної расстройке один МГц відносна расстройка [pic]=1/525,75=0,0019. Спад АЧХ на 1 дБ відповідає величині [pic]=0,63. Відносна расстройка [pic]=6,5/525,75=0,0124. Підставляючи відомі [pic], [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] в (5) получим:[pic]=0,438; [pic]=3,17 Вт; [pic]=10,55 Вт; [pic]=136,38 Пан; [pic]=73мФ. Вихідні значення елементів режекторных фільтрів рівні: [pic]=19 мкГн; [pic]=1,85 пФ.

7. СТВОРЕННЯ ПІДСИЛЮВАЧА З СПРЯМОВАНИМ ОТВЕТВИТЕЛЕМ.

Можливе також створення підсилювача потужності зі спільним посиленням з урахуванням спрямованого ответвителя (АЛЕ). НО-это узгоджена петля зв’язку, вміщена в електромагнітне полі переданого по ВЧ фидеру радіосигналу [3]. Будь-який АЛЕ характеризується 2 параметрами, які показують залежність між ответвляемой потужністю Ротв і потужностями, що діють у фидере Рф й у баластовому резисторе Рб:

Коефіцієнтом спрямованості Кнапр= Ротв/ Рб;

Коефіцієнтом відгалуження потужності А= Ротв/ Рф;

Хороші АЛЕ мають Кнапр>30дб.Коэффициент, А визначається призначенням АЛЕ. У TV-передатчиках АЛЕ використовують, зазвичай, потреби ділити хвиль в ВЧ фидере. У реальних трактах завжди існує відбита від навантаження чи елементів фидера волна.

Якщо АЛЕ відрегульоване отже А=0,5, тобто половина потужності Рф вступає у Rн, іншу половина відгалужується, такий АЛЕ називається трехдецибельным зрівняльним мостом [3].

Ставлячи певні коефіцієнти відгалуження потужності можна отримати задані ДОСТом співвідношення 10:1 за рівнем потужності Tv і звукового сигналів, що виділяються в Rн спрямованого ответвителя. Що згодом доведеться реалізувати практично, використовуючи 2 підсилювача однаковою потужності що з спрямованим ответвителем.

Рисунок 7.1 — структурна схема підсилювача з спрямованим ответвителем.

Принципова схема підсилювача з (АЛЕ) приведено при застосуванні В.

8. МЕТОДИКА РОЗРАХУНКУ МКЦ.

Важливим питанням, при побудові як широкосмугових і полосовых підсилювачів потужності, є питання отримання максимального посилення від кожної усилительного каскаду при заданому допустимому ухилянні АЧХ від необхідної форми. Це з тим, що зниження посилення наводить: до їх зниження коефіцієнта корисної дії підсилювача, через зростання числа підсилюючих каскадів і збільшення споживаної ними потужності джерела харчування; погіршення лінійності амплітудної характеристики і зростання интермодуляционных спотворень, внаслідок роботи предоконечных каскадів підсилювачів на частотно-зависимое опір навантаження при підвищених вихідних напряжениях.

У [7] описана методика параметрического синтезу таблиць нормованих значень елементів КЦ які у підсилювачах потужності, що дозволяє здійснювати їхню реалізацію з максимально можливим коефіцієнтом посилення при заданому допустимому ухилянні АЧХ від необхідної формы.

Використовуючи односпрямовану модель транзистора, передатну функцію каскаду з КЦ можна описати дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

[pic] (1) где[pic] - нормована частота; [pic] - поточна кругова частота; [pic]- вища кругова частота смуги пропускання широкосмугового підсилювача, або центральна частота полосового підсилювача; До — множник який рівень коефіцієнта передачі; [pic] - коефіцієнти, є функціями параметрів КЦ нормованих щодо [pic] і опору джерела сигналу [pic] [pic] для широкосмугової та [pic] для полосовых усилителей.

Виберемо як прототипу передавальної характеристики каскаду дробно-рациональную функцію вида:

[pic]. (2).

Знайдемо такі її коефіцієнти, які дозволять із системи нелінійних [pic]уравнений:

[pic][pic] [pic].

(3) розрахувати нормовані значення елементів КЦ, щоб забезпечити максимальний коефіцієнт посилення при заданому допустимому ухилянні АЧХ від необхідної форми. З метою перебування необхідних значень коефіцієнтів [pic] час торкнутися квадрату модуля функції (2):

[pic] де [pic] [pic] -вектор коефіцієнтів [pic]; [pic] -вектор коефіцієнтів [pic].

Аби вирішити завдання перебування векторів коефіцієнтів [pic] скористаємося методом оптимального синтезу теорії фільтрів. І тому складемо систему лінійних неравенств:

[pic].

[pic] (4).

[pic], где[pic] - дискретне безліч кінцевого числа точок в заданої унормованого області частот;[pic] - необхідна залежність квадрата модуля [pic] на безлічі [pic]; [pic]- дозволене ухиляння [pic] від [pic]; [pic] мала константа .

Перше нерівність в (4) визначає величину припустимого ухиляння АЧХ каскаду від необхідної форми. Друге й третє нерівності визначають умови фізичної можливості бути реалізованим рассчитываемой КЦ. З огляду на, що полиномы [pic] і [pic] позитивні, модульні нерівності можна замінити простими й записати завдання наступному вигляді :

[pic][pic] [pic] (5).

Через війну одержимо систему однорідних лінійних нерівностей, що є завданням лінійного програмування. Задля більшої максимального коефіцієнта посилення рассчитываемого каскаду, нерівності (5) слід виконувати лише за умови максимізації функції цели:[pic]Решение нерівностей (5) дає вектори коефіцієнтів [pic], відповідні заданим [pic]и[pic]. Коефіцієнти [pic], соотношения (2), визначаються по відомим коріння рівнянь [5]:

[pic][pic].

Далі, з рішення системи нелінійних рівнянь (3), перебувають нормовані значення елементів КЦ, щоб забезпечити максимальний коефіцієнт посилення каскаду при заданому допустимому ухилянні АЧХ від необхідної формы.

Багаторазове рішення системи лінійних нерівностей (5), для различных[pic]и[pic], дозволяє здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів КЦ, якими ведеться проектування усилителей.

Як приклад можна здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів однією з найбільш і ефективних КЦ що застосовуються у полосовых підсилювачах потужності, схема якої приведено на рис. 1.

[pic].

Рис. 8.1.

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів V1 і V2 RCі RL-цепями, від схеми приведённой на рис. 1 перейдём до схемою приведённой на рис. 2.

[pic].

Рис. 8.2.

Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора С2, з наступним застосуванням перетворення Нортону, перейдём до схемою представленої на рис. 3.

[pic].

Рис. 8.3.

Коефіцієнт прямий передачі послідовного сполуки КЦ і транзистора V2, з урахуванням перетворення КЦ (малюнок 3), можна описати выражением:

[pic], (6) де [pic]; [pic]- коефіцієнт посилення транзистора V2 за проектною потужністю в режимі двостороннього узгодження на частоті [pic];

[pic] (7).

[pic] (8).

[pic]- нормовані щодо [pic] і [pic] значення елементів [pic].

За відомими значенням [pic], переходячи від схеми на рис 3 до схемою мал.2, найдём:

[pic] (9) де [pic], [pic] - нормоване щодо [pic] і [pic] значення [pic].

З (6) слід, що коефіцієнт посилення каскаду в смузі пропускання равен:

[pic] (10).

Співвідношення (7) — (9) дозволяють розрахувати нормовані значення елементів схеми (мал.1) по відомим коефіцієнтам b1, b2, b3, b4. Для перебування зазначених коефіцієнтів сформуємо квадрат модуля функуциипрототипу передавальної характеристики аналізованої цепи:

[pic][pic].

Коефіцієнти [pic] перебувають по відомим коріння уравнения:

[pic].

Для перебування коефіцієнтів [pic] складемо систему лінійних неравенств:

[pic] (11).

Вирішуючи нерівності (11), при максимізації функції цели:[pic], знайдемо коефіцієнти [pic] щоб забезпечити отримання максимальної коефіцієнта посилення при заданої припустимою нерівномірності АЧХ в заданому діапазоні частот.

У таблиці 1 наведено результати розрахунків нормованих значень елементів [pic], отримані для нерівномірності АЧХ рівної [pic] дБ при різних значеннях [pic]и різних значеннях відносини [pic], де [pic]- верхня і нижня частоти полосового усилителя.

Нормовані значення елементів КЦ Таблиця 8.1 | | [pic]| | | | [pic]| | | |[pic] |[pic] |[pic] | | |[pic]1.3 |0.74 |0.2215 |5.061 |100.2 |0.904 | |b1=0.29 994 |0.0007 |0.2341 |4.758 |88.47 |0.1 030 | |b2=2.0906 |0.0006 |0.2509 |4.419 |76.29 |0.1 200 | |b3=0.29 406 |0.0005 |0.2626 |4.216 |69.26 |0.1 325 | |b4=1.0163 |0.0004 |0.2721 |4.068 |64.22 |0.1 429 | | |0.0003 |0.2801 |3.951 |60.27 |0.1 523 | | |0.0002 |0.2872 |3.855 |57.04 |0.1 609 | | |0.0001 |0.2935 |3.773 |54.31 |0.1 689 | | |0.0 |0.2999 |3.702 |51.96 |0.1 764 | |[pic]1.4 |0.0021 |0.3311 |3.674 |39.44 |0.2 158 | |b1=0.42 168 |0.002 |0.3424 |3.538 |36.13 |0.2 366 | |b2=2.1772 |0.0015 |0.3728 |3.231 |29.34 |0.2 931 | |b3=0.40 887 |0.001 |0.3926 |3.066 |25.96 |0.3 313 | |b4=1.0356 |0.0007 |0.4024 |2.994 |24.49 |0.3 500 | | |0.0005 |0.4084 |2.951 |23.66 |0.3 631 | | |0.0003 |0.4139 |2.914 |22.91 |0.3 746 | | |0.0002 |0.4166 |2.896 |22.57 |0.3 803 | | |0.0 |0.4217 |2.864 |21.93 |0.3 911 | |[pic]1.6 |0.0045 |0.4476 |3.002 |21.54 |0.3 620 | |b1=0.55 803 |0.004 |0.4757 |2.799 |17.78 |0.4 424 | |b2=2.2812 |0.003 |0.5049 |2.630 |15.07 |0.5 235 | |b3=0.52 781 |0.002 |0.5259 |2.527 |13.54 |0.5 822 | |b4=1.0474 |0.0015 |0.5349 |2.487 |12.96 |0.6 075 | | |0.001 |0.5431 |2.452 |12.46 |0.6 313 | | |0.0007 |0.5478 |2.433 |12.19 |0.6 448 | | |0.0005 |0.5508 |2.421 |12.02 |0.6 535 | | |0.0 |0.5580 |2.392 |11.63 |0.6 747 | |[pic]1.8 |0.0091 |0.6180 |2.526 |12.93 |0.0540 | |b1=0.75 946 |0.009 |0.6251 |2.495 |12.43 |0.0560 | |b2=2.4777 |0.008 |0.6621 |2.335 |9.831 |0.0711 | |b3=0.69 615 |0.007 |0.6810 |2.267 |8.914 |0.0791 | |b4=1.0844 |0.005 |0.7092 |2.180 |7.858 |0.0892 | | |0.002 |0.7411 |2.096 |6.886 |0.1013 | | |0.001 |0.7514 |2.075 |6.646 |0.1050 | | |0.0005 |0.7551 |2.065 |6.536 |0.1060 | | |0.0 |0.7595 |2.055 |6.431 |0.1080 | |[pic]2 |0.0144 |0.831 |2.189 |8.543 |0.073 | |b1=0.98 632 |0.014 |0.850 |2.133 |7.586 |0.082 | |b2=2.7276 |0.012 |0.888 |2.039 |6.182 |0.101 | |b3=0.87 132 |0.01 |0.911 |1.991 |5.578 |0.112 | |b4=1.13 |0.007 |0.938 |1.942 |5.010 |0.124 | | |0.005 |0.953 |1.917 |4.736 |0.131 | | |0.001 |0.980 |1.878 |4.319 |0.142 | | |0.0005 |0.986 |1.871 |4.240 |0.145 | | |0.0 |0.986 |1.869 |4.233 |0.145 | |[pic]2.5 |0.0236 |1.262 |1.842 |5.423 |0.097 | |b1=1.4344 |0.023 |1.282 |1.814 |4.797 |0.109 | |b2=3.2445 |0.022 |1.299 |1.793 |4.367 |0.121 | |b3=1.1839 |0.02 |1.320 |1.770 |3.932 |0.133 | |b4=12 206 |0.015 |1.358 |1.736 |3.379 |0.153 | | |0.01 |1.387 |1.714 |3.058 |0.168 | | |0.005 |1.412 |1.699 |2.829 |0.181 | | |0.001 |1.430 |1.689 |2.685 |0.188 | | |0.0 |1.434 |1.686 |2.652 |0.190 | |[pic]3 |0.032 |1.827 |1.628 |4.027 |0.112 | |b1=2.0083 |0.031 |1.852 |1.614 |3.421 |0.131 | |b2=3.9376 |0.03 |1.864 |1.609 |3.213 |0.139 | |b3=1.5378 |0.025 |1.900 |1.595 |2.717 |0.163 | |b4=1.3387 |0.02 |1.927 |1.589 |2.458 |0.178 | | |0.015 |1.950 |1.584 |2.280 |0.190 | | |0.01 |1.971 |1.582 |2.143 |0.200 | | |0.005 |1.990 |1.580 |2.032 |0.209 | | |0.0 |2.008 |1.579 |1.939 |0.218 | |[pic]4 |0.0414 |2.787 |1.455 |3.137 |0.124 | |b1=2.9770 |0.041 |2.798 |1.455 |2.907 |0.133 | |b2=5.1519 |0.04 |2.812 |1.456 |2.661 |0.144 | |b3=2.1074 |0.035 |2.848 |1.460 |2.229 |0.170 | |b4=1.573 |0.03 |2.872 |1.464 |2.010 |0.185 | | |0.02 |2.912 |1.474 |1.772 |0.207 | | |0.01 |2.946 |1.483 |1.611 |0.223 | | |0.005 |2.962 |1.488 |1.548 |0.231 | | |0.0 |2.977 |1.492 |1.493 |0.237 | |[pic]5 |0.0479 |3.936 |1.353 |2.716 |0.130 | |b1=4.131 |0.047 |3.955 |1.360 |2.388 |0.146 | |b2=6.6221 |0.045 |3.972 |1.366 |2.162 |0.160 | |b3=2.7706 |0.04 |4.000 |1.377 |1.898 |0.180 | |b4=1.8775 |0.03 |4.040 |1.395 |1.635 |0.204 | | |0.02 |4.073 |1.411 |1.478 |0.221 | | |0.01 |4.103 |1.426 |1.366 |0.235 | | |0.005 |4.128 |1.439 |1.287 |0.245 | | |0.0 |4.131 |1.440 |1.279 |0.247 | |[pic]6 |0.050 |4.604 |1.315 |2.413 |0.139 | |b1=4.79 |0.048 |4.625 |1.325 |2.105 |0.157 | |b2=7.4286 |0.045 |4.644 |1.334 |1.914 |0.171 | |b3=3.109 |0.04 |4.667 |1.346 |1.730 |0.186 | |b4=2.0246 |0.03 |4.704 |1.366 |1.518 |0.208 | | |0.02 |4.735 |1.382 |1.401 |0.223 | | |0.01 |4.763 |1.399 |1.284 |0.237 | | |0.005 |4.787 |1.414 |1.213 |0.247 | | |0.0 |4.790 |1.415 |1.206 |0.248 |.

Аналіз отриманих результатів показує, що з заданому значенні [pic] відносна смуга пропускання каскаду може бути менш певного значения.

При великих величинах відносини [pic]анализируемая схема КЦ перероджується в трехэлементную КЦ. Тож у таблиці наведено результати розрахунків КЦ обмежені ставленням [pic]равным шести.

Отже, розрахунок КЦ зводиться ось до чого. Відповідно до заданим ставленням [pic], за співвідношенням (8) і табличным значенням b1, b2, b3, b4 розраховується [pic], за таблицями перебувають нормовані значення елементів [pic] відповідні розрахованим [pic]. Далі за формулам (9) здійснюється їх перерахунок в элементы[pic], що відповідає переходові від схеми на рис. 3 до схемою рис. 2. І, нарешті, здійснюється де нормування елементів КЦ.

9. ВЫВОДЫ.

З усієї розглянутої знайшли, що у ДМВ діапазоні як і й у МВ діапазону, де застосовуються підсилювачі потужності з роздільним посиленням радіосигналів зображення звуку і з наступним складанням їх потужностей на мостових схемах складання чи диплексерах, можливо застосування роздільного посилення радіосигналів зображення звуку з наступним складанням їх у диплексере або на АЛЕ щоб одержати на виході передавачів заданих співвідношень Риз/Рзв рівних 10:1, соотвествующих нормам ГОСТа.

1. Одаренко Д. Н., Титов А. А. Проектування диплексера телевізійного підсилювача потужності // Матеріали регіональної науково-технічної конференції «Радіотехнічні і інформаційні системи та устрою». — Томськ. Вид-во ТУСУР. 1999.

2. Титов А. А., Мелихов С. В. Підсилювач потужності із захистом від перевантажень // Прилади і експерименту. 1993. № 6. З. 118;

121.

3. Іванов В. К. Устаткування радіотелевізійних передавальних станцій. ;

М.: Радіо і зв’язок. 1989.

4. ГОСТ Р 50 890−96. Передавачі телевізійні маломощные.

5. ГОСТ 20 532–83. Радіопередавачі телевізійні 1 — 5 каналов.

6. Зернов Н. В., Карпов В. Г. Теорія радіотехнічних ланцюгів. -М.:

Энергия.1965.

7. Титов А. А., Ретельних А.Є. Розрахунок межкаскадной коригуючою ланцюга полосового підсилювача потужності // Праці третього міжнародного симпозіуму «Конверсія науки — міжнародного співтовариства ». ;

Томськ. Вид-во ТГУ. 1999. З. 70.

Додаток А.

Принципова схема підсилювача зі спільним усилением.

Додаток Б.

Принципова схема підсилювача з роздільним усилением.

Додаток В.

Принципова схема підсилювача з НО.

———————————;

[pic].

[pic].

[pic].

[pic].

[pic].

[pic].

[pic].

[pic].