Мостовий RC-генератор синусоїдальних колінь з мостом Вина

В У Є Д Є М І Е.

Ці генератори від релаксаційних тим, що їх складу входять електричні ланцюга чи компоненти, які мають резонансними властивостями. Завдяки ним умова виникнення автоколебаний (ку?1,) виконується лише у вузької смузі частот. Компоненти з резонансними властивостями чи відповідні резонансні ланцюга можуть бути в межкаскадных ланцюгах підсилювача чи ланцюгах, створюють позитивну чи негативний зворотний зв’язок. Причому параметри вибирають те щоб умови виникнення виконувалися лише у вузької смузі частот ?? попри всі коливання підсилювача й ланцюги ООС.

У діапазонах низьких, звукових і радіочастот як резонансних ланцюгів і компонентів застосовують RC-цепи, LC-контуры, кварцові резонатори, електромеханічні коливальні системи (наприклад, камертони і др.).

Виборчі RC-цепи мають порівняно положисті фазоі амплитудно-частотные характеристики петлевого посилення. Тому, якщо коефіцієнт посилення більше одиниці, навіть у невелику величину, умови виникнення автоколебаний виконуються в порівняно широкої смузі частот ??. У цьому форма вихідного сигналу істотно відрізняється від синусоидальной. Тому в автогенераторов з резонансними RC-цепями (RC-генераторов) доводиться вводити додаткові ланцюга автоматичного регулювання коефіцієнта усиления.

У RC-генераторах вихідний напруга практично повторює форму струму, створюваного усилителем.

Для RC-генераторов характерны:

1. Простота реализации;

2. Дешевизна;

3. низькі массо-габаритные показатели;

4. Діапазон частот автоколебаний від часткою герц за кілька сотень килогерц.

Недостатки:

1. Невисока стабільність частоты;

2. Істотні спотворення форми автоколебаний (Кг>10.5%).

3.

Аннотация.

Розроблюваний у цій курсової роботі прилад призначений виконувати функцію генерації синусоидальных коливань. У генераторі забезпечена автоматична регулювання рівня посилення коливань. Застосування високоточної (прецизійного) підсилювача забезпечує високу точність й хороший стабільність роботи схеми генератора. Велику увагу приділено опису принципу роботи схеми генератора синусоидальных коливання з мостом Провина. Розробка подібних генераторів на сучасної елементної базі є її дуже перспективною напрямом у электронике.

The instrument, developed in the given course operation, is intended to execute the function of generation of sine wave oscillations. In the generator the automatic adjustment of a level of amplification of oscillations is supplied. The application precision of the amplifier provides high accuracy and good stability of operation of the circuit of the generator. The large attention is given to the description of a principle of operation of the circuit of the generator of a sine wave oscillation with the bridge Fault. The development of similar generators on modern element base is a rather perspective direction in electronics.

3. Вибір, обгрунтування і опис роботи схеми електричної принципової генератора з мостом Вина.

Як відомо, частота автоколебаний у тому генераторі визначається за формулою (1), а згасання в частотно-зависимой галузі зворотний зв’язок на частоті ?0. Заради покращання форми кривою вихідного напруги частотно-независимую гілка ООС в мосту Провина зазвичай виконують инерционно-нелинейной. [4].

Потрібний характер нелінійності забезпечується тоді, коли зі зростанням амплітуди сигналу зменшується опір R3 чи збільшується опір R4. Тож у ролі R3 використовується напівпровідниковий терморезистор. Як инерционно-нелинейного резистора застосовують перехід сток-исток польового транзистора, на затвор якого подають выпрямленное і згладжене вихідний напруга генератора.

У устрої реалізована двоступенева ланцюг ООС. Перша ступінь: резистор R3 та польовою транзистор, другий ступінь: резисторы R4, R5.

При у пристрої виникають автоколебания, частота яких визначається за формулою. Зазвичай використав частотно-зависимой галузі мосту Провина R1=R2=R, C1=C2=C, а частоту автоколебаний:, причому автоколебания виникають за умови, що коефіцієнт посилення підсилювача, що складається з ЗУ і резисторів R3, R4, більш ніж три, інакше кажучи, має виконати умова.

Що Встановилися автоколебания в замкнутої ланцюга можливі лише за умови точного рівності одиниці одиничного коефіцієнта петлевого посилення на частоті f0. Але, до виникнення автоколебаний потрібно, щоб у початку коефіцієнт петлевого посилення був 1. Після виникнення автоколебаний їх амплітуда стабілізується зрештою такому рівні, у якому з допомогою нелінійного елемента у зашморгу коефіцієнт зменшується до 1. Не робити спеціальних заходів, то згадана нелінійний проявиться в амплітудної характеристиці ЗУ, у разі форма автоколебаний може помітно відрізнятиметься від синусоиды.

Потрібний характер нелінійності забезпечується тоді, коли зі зростанням амплітуди сигналу падає опір R3 або збільшується опір R4.

При побудові генераторів з частотно-зависимыми ланцюгами, забезпечують на частоті автоколебаний зрушення фази, рівний ?, зручно використовувати потенциально-токовые різновиду виборчих ланцюгів. Такі ланцюга призначені від використання що з підсилювачами, мають малі вхідний і вихідний опір. [2].

4. Опис схеми операційного підсилювача та її параметры.

ЗУ 140УД26 [3].

К140УД26 — широкосмуговий прецизійний операційний підсилювач зі наднизьких значенням вхідного напруги шуму, високим коефіцієнтом посилення напруги. Внутрішня частотна корекція отсутствует.

Рис. 1 Принципова схема операційного підсилювача 140УД26.

Таблиця 1.

Електричні параметры.

(при Uп=?15 У, RН=2 кОм, Т=+35?С).

Параметри Літерне позначення Режим виміру К140УД26 В Одиниці измерения.

Напруга усунення Uсм Uп=?15 У ?10 мкВ.

Вхідний струм Iвх. Uп=?15 У ?100 нА.

Різниця вхідних струмів ?Iвх. Uп=?15 У 75 нА.

Струм споживання Iпот. Uп=?15 У 5.7 мА.

Коефіцієнт посилення напруги Ку.U. Uп=?15 У 7000 тыс.

Максимальне синфазное вхідний напруга Uвх.сф.макс. T=+25?C ?110 В.

Вхідний опір для дифф. Сигналів Rвх. Uп=?15 У 6 МОм.

Вихідний опір при розімкнутої ланцюга ООС Rвых. Uп=?15 У 70 Ом.

Частота одиничного посилення ?1 20 МГц.

Амплитудно-частотная і фазочастотная характеристики представлені на рис. 2.

Рис. 2.

Схема побудована по двухкаскадной технології. Перший каскад поєднує виконання двох функцій. По-перше, функцію диференціального підсилювача з симетричним входом і виходом щодо посилення разностного вхідного сигналу. Для придушення синфазного вхідного напруги в эмиттерную ланцюг диференціального каскаду, побудованого на складових біполярних транзисторах, включений БТ. Порівняйте наводжу схему електричну принципову закордонного аналога (ОР-37А) вітчизняного підсилювача К140УД26.

Малошумящий швидкодіючий прецизійний операційний підсилювач ОР-37А.

Рис. 3 Схема електрична принципова операційного підсилювача ОР-37А.

Таблиця 2.

Електричні параметри (при Vs=15 В, ТА=25?С).

Електричні параметры.

Параметри Численноезначение Одиниця измерения.

Напруга усунення (макр.) 25 мкВ.

Різниця вхідних струмів (макр.) 35 нА.

Вхідний струм (макр.) ?40 нА.

Вхідний опір для диф-х сигналів 6 МОм.

Діапазон вхідних напруг ?110 мкВ.

Коефіцієнт посилення напруги 250 тыс.

Розмах вхідного напруги ?10 В.

Вхідний опір при розімкнутої ООС 70 Ом.

Споживана потужність (макр.) 140 мВ.

Діапазон регулювання напруги усунення ?4 ??

СТАБІЛІЗОВАНИЙ ДЖЕРЕЛО ПИТАНИЯ.

Стабілізований джерело харчування виробляють два рівних вихідних напруги протилежної полярності малим рівнем пульсацій. Точне рівність позитивного і негативного вихідних напруг забезпечується загальним джерелом опорного напруження і ланцюгом яка стежить зворотний зв’язок. Два операційних підсилювача, що входять до склад стабілізатора, харчуються його ж вихідними напругами. Вихідний струм стабілізатора обмежений максимально припустимими струмами колекторів транзисторів VT4, VT5.

Верхня частина схеми є звичайний послідовний стабілізатор, яка формує вихідний напруга +15 У. Джерелом опорного напруги, поданого на неинвертирующий вхід операційного підсилювача DА2, є стабилитрон, що живиться вихідним стабилизированным напругою. На инвертирующий вхід ЗУ DА2 через дільник R6— R8 надходить вихідний напруга стабілізатора. Разностный сигнал помилки не вдома DА2 управляє складовим транзистором VT2, VT4 в такий спосіб, аби максимально зменшити величину ошибки.

Резистор R1 забезпечує початкова усунення регулюючого складеного транзистора VT1, VT4, а конденсатор С1 запобігає виникнення паразитною генерації. Задля більшої заданого вихідного струму P складеного транзистора VT1, VT4 має не меншим 400 Вт. Захисний резистор R3 обмежує вихідний струм ЗУ у разі короткого замикання не вдома. Зниження рівня пульсацій вихідного напруги забезпечується конденсатором С3.

У другій частини стабілізатора, виробляє вихідний напруга— 15 У, операційний підсилювач DА3 працює як инвертирующий підсилювач з одиничним коефіцієнтом посилення: резистор R15 є вхідним, а резистор R16 входить у ланцюг зворотний зв’язок. Оскільки на вхід такого підсилювача надходить стабилизированное напруга +15 У, то опорне напруга, сформована стабилитроном VD6, використовується для обох частин стабілізатора. Завдяки єдиному джерелу опорного напруги забезпечується хороше стеження рівністю позитивного і негативного вихідних напруг стабілізатора. Призначення інших схемних елементів те, що у стабілізаторі позитивного напряжения.

Вихідні напруги стабілізатора встановлюють з допомогою потенциометра (резистор R12).

Точність установки вихідного напруги —15 У щодо вихідного напруги +15 У визначається співвідношенням номіналів опорів резисторів R15, R16 і напругою усунення операційного підсилювача DА3. Для зменшення різниці між абсолютними значеннями вихідних напруг стабілізатора можна підібрати опору резистора R15 чи R16 або ж увімкнути між резисторами R15, R16 потенціометр, движок якого має бути з'єднаний із инвертирующим входом операційного підсилювача DА3. Цим самим потенциометром за потреби можна встановити потрібну асиметрію вихідних напруг. Збереження рівності вихідних напруг за зміни температури довкілля досягається установкою резисторів R15, R16 з низьким чи рівним температурними коефіцієнтами (ТКС), наприклад опору типу ВС.

Задля більшої нормального теплового режиму транзисторів VT4, VT5 при максимальних токах навантаження їх слід встановлювати на радиаторы.

Стабілізований джерело харчування забезпечує вихідні напруги від ± 12 В до ± 15 В при вихідному струмі до 500 мАЛО з рівнем пульсацій вихідного напруги трохи більше 10 мВ.

Блок питания.

Малопотужний блок харчування призначений для харчування від мережі портативних транзисторних пристроїв, вимірювальних приладів та інших малопотужних пристроїв. Трансформатор Т1 має коефіцієнт трансформації рівний 1 і є лише як розділовий до створення безпеки користування блоком харчування. Обмежувачем мережного напруги служить ланцюжок R1С1. У табл. 3 наведено дані для варіанта виконання блоку харчування. У першому їх не вдома блоку при напрузі 9 У можна живити навантаження, потребляющую 50 мАЛО; у другому варіанті тим більше ж напрузі не вдома можна було одержати струм до 20 мАЛО. У перший варіант блоку сердечник трансформатора стрижневою, його набирають з Г-образных пластин. Обмотки — розміщають протилежних стрижнях. Якщо за прийомі потужних станцій буде прослухуватися фон змінного струму, варто перевернути виделку ХІ ст мережевий розетці або заземлити загальний плюсової провід блока.

Основні параметры.

Таблица3.

Назва параметра Числове значення Одиниця измерения.

Струм навантаження 70 мА.

Напруга не вдома 20 В.

Коефіцієнт ослаблення 100 ;

Напруга пульсацій 5 мВ.

Стабілізатор випрямляча захищений від перевантажень вчасно короткого замикання не вдома чи навантаженні. Для уменьшения.

габаритів трансформатор Т1 виконано на сердечнику з пластин Ш6 при товщині набору 40 мм. Обмотка/ містить 3200 витків дроти ПЭВ-1 — 0,1 з прокладками з конденсаторної папери через кожні 500 витків, обмотка // має 150 витків ПЭВ-1 — 0,2. Між обмотками / і // намотаний один шар дроти ПЭВ-1 — 0,1, службовець екраном. Максимальний струм навантаження (до 120 мАЛО) можна збільшити, якщо замість транзистора МП16 (VT6) встановити П213, резисторы R1, R2 і R3 замінити відповідно на резисторы опором 220 0 м, 2,2 кОм.

Малопотужний блок харчування [20] призначений для харчування від мережі портативних транзисторних приймачів, вимірювальних приладів та інших малопотужних пристроїв. Трансформатор має коефіцієнт трансформації рівний) і є лише як розділовий до створення безпеки користування блоком харчування. Обмежувачем мережного напруги служить щепочка R1С1. У табл. 4 наведено дані блоком харчування. На виході блоку при напрузі 9 У можна живити навантаження, потребляющую 50 мАЛО; Блок сердечник трансформатора стрижневою, його набирають з Г-образных пластин. Обмотки розміщають протилежних стрижнях. Якщо за прийомі потужних станцій буде прослухуватися фон змінного струму, варто перевернути виделку X1 в мережевий розетці або заземлити загальний плюсової провід блока.

Таблиця 4.

Умовне позначення Элемент.

Tl Сердечник 6,5×10, вікно 25×11 MM, Обмотки містять по 850 витків дроти ПЭЛ діаметром 0,22 мм.

C1 2,0×300 В.

VT Д815Г.

V2 Д815Г.

C2 400,0×15 В.

R2 51 0 м 0.5 Вт.

5. Вибір елементної базы.

2.1 Задля більшої заданої частоти квазирезонанса (?=2 кГц) (відповідно до формули для частоти квазирезонанса RC-генератора — R1=R2, C1=C2) вибираємо, резистор R1=820 Ом (з низки Е24) типу МЛТ-0.25. З формули (1), типу К53−30.

6. Розрахунок похибки прибора.

6.1 Розрахунок неинвертирующего ЗУ і аналіз його погрешностей.

Вихідні данные.

1) Кu=70.

2) Uвх.ном.=?450 mV.

3) Rвх.=6 МОм.

4) ?прив.=1%.

5) Діапазон робочих температур: ?t=?(20?10?C).

Проаналізуємо похибка, навіщо приймемо вихідну мультипликативную і аддитивную похибки рівними по величине.

(1).

1. Проаналізуємо аддитивную складову похибки проектованого ОУ:

1.1 Обчислимо похибка від ЭДСсм.:

есм.=10?10−6 mV.

(2).

Отже не потрібно проводити додаткову коригування дрейфу нуля, зумовлену ЭДС смещения.

2. Аналіз складової похибки від вхідних токов.

2.1 Приймемо похибка від вхідних струмів рівну 0.01%, визначимо по выражению:

(3).

З цієї формули визначимо допустиму величину R2, навіщо в формулу (3) підставимо значення? i=75?10−9 Проте й — коефіцієнт посилення по неинвертирующему входу:

(4).

2.2 Визначимо сумарну похибка від дрейфу нуля (аддитивную погрешность).

(5).

2.3 Визначимо величину сопротивления.

(6).

2. Проаналізуємо мультипликативную складову погрешности.

2.1 Обчислимо похибки зумовлені неточністю підгонки резисторів R3, R4. Тоді похибка від нестабільності опорів резисторів то, можливо определена:

Нехай ?R1=5% від R1 і дорівнює 2100 Ом тогда:

Проаналізуємо другу складову мультипликативной складової похибки від нестабільності коефіцієнта посилення ЗУ, приймаючи ставлення, і відповідно до формулой:

(*).

Як очевидно з формули (*) зміни кu вноситиме тим вужчу похибка, чим більший посилення по замкненому контуру? до (петлевое усиление).

Глибина ООС: 1+?к =.

СПЕЦИФИКАЦИЯ.

Поз.обозначение Найменування Паля Примечание.

Конденсатори.

C1, С2 К53−30−0.1 мкФ 2.

C3 К50−30−0.5 мкФ 1.

C4, С5 2.2 мкФ 2.

C6 500 мкФ 1.

С7, С8 22 мкФ 2.

Операційні підсилювачі.

D1 К140УД26.

D2, D3 К140УД8А 2.

Резисторы.

R1 МЛТ — 0.25 — 820 Ом 1.

R2 МЛТ — 0.25 — 820 Ом 1.

R3 МЛТ — 0.25 — 42 кОм 1.

R4 МЛТ — 0.25 — 600 Ом 1.

R5 МЛТ — 0.25 — 600 Ом 1.

R6 МЛТ — 0.25 — 1.2 кОм 1.

R7 МЛТ — 0.25 — 1.2 кОм 1.

R8 МЛТ — 0.25 — 3.9 кОм 1.

R9 МЛТ — 0.25 — 3.9 кОм 1.

R10 МЛТ — 0.25 — 1 кОм 1.

R11 МЛТ — 0.25 — 10 кОм 1.

R12 МЛТ — 0.25 — 4.7 кОм 1.

R13 МЛТ — 0.25 — 15 кОм 1.

R14 МЛТ — 0.25 — 4.7 кОм 1.

R15 МЛТ — 0.25 — 10 кОм 1.

R16 МЛТ — 0.25 — 10 кОм 1.

Трансформатор

Т1 1.

Діоди.

VD1 К510А 1.

VD2-VD5 К510А 4.

VD6 Д814А 1.

Транзистори.

VT1 КП304А 1.

VT2 КТ315Б 1.

VT3 КТ203Б 1.

VT4 П701Б 1.

VT5 П605А 1.

Заключение

.

За підсумками докладного аналізу літератури з цієї темі я розробив генератор синусоидальных коливань з мостом Провина з допомогою сучасної елементної бази. Цей тип генераторів дозволяє їм отримати синусоїдальні коливання у досить вузької смузі частот. Особливим гідністю, яке хотілося б вирізнити, є простота і дешевизна виготовлення таких генераторів, поруч із хорошими технічними і метрогическими характеристиками.

Список використаної литературы:

1. Руденко В. С. Основи промислової електроніки, — М., 1985, — 640 с.

2. Гутників В.С. Інтегральна електроніка в вимірювальних пристроях, — М., 1988, — 380 с.

3. В. М. Михальченко Операційні Підсилювачі, — М., 1993, — 240 с.

4. Гутників В. С. Застосування Операційних Підсилювачів в вимірювальної техніці, — М., 1975, — 180 с.

ИТКР 7.0913.05.